Niskonapięciowy superreakcyjniak na ECC91

[Vic384]

Czesc
Sa jeszcze dwa typy, ktore dobrze pracuja przy niskich napieciach: ECC189/6ES8 i 6RHH8/6KN8 oraz ich wersje z roznymi napieciami zarzenia.
6RHH8 to rozwojowa wersja ECC88 z wiekszym wzmocnieniem i mniejszymi szumami.
Jak by ktos takie potrzebowal, to PW.
Pozdrowienia

[AZ12]

Witam

Zamiana lamp w układach w. cz. na inne typy może oznaczać konieczność ponownego zestrojenia obwodów ze względu na inne pojemności międzyelektrodowe.

[Vic384]

Czesc
Przed chwila "przelecialem" swoje lampy niskowoltowe, albo inaczej samochodowe. Mysle ze najlepsza by byla 12U7, ma wzmocnienie praktycznie 16 razy przy anodowym 12V. ECC91 przy tym napieciu nie przekroczy 6x, ma tez polaczone katody. 12U7 pobiera tez poltora razy mniejsza moc zarzenia. Mysle, ze jesli ktos by chcial zrobic takie radio, to najlepsza by byla bateryjna 3A5 lub jej protoplasta 1J6. Radio na tej lampie bedzie pobierac 10x mniej mocy niz na ECC91. Przy zasilaniu bateryjnym, jeden akumulatorek litowy powinien wystarczyc na ponad 20 godzin.
Pozdrowienia

[CHOPIN66]

Zaczołem przenosić układ na pcb ,wymieniłem trymer na kondensator zmiennny 29,5pf , dołożyłem drugą podstawkę pod lampe EF80 z możliwością przełączenia wspólna katoda/ wspólna anoda o czywiście lampa w połączoona w triode .

[CHOPIN66]

Trochę mineło ale wytrawiłem nową płytkę . Dołożyłem wzmaczniacz w.cz na EF95 w celu separacji anteny oraz eksperymentalnie ARW - tylko wzmacniacz w.cz ,wzmacniacz.m.cz na LM386. W tamtej płytce pomieszały mi się wyprowadzrnia w ECC91.

[STUDI_bis]

Co do wyboru lamp.
Taka niby niepozorna duotrioda 6N28B-V. Tania. Doskonale się sprawuje przy niskich napięciach anodowych.
Wspomniałbym jeszcze o pentodzie 6Ż45B-V oraz pentoda z gęstą trzecią siatką czyli pentoda z z dwoma siatkami sterującymi 6Ż46B-V.
Również doskonałe do prac z niskimi napięciami anodowymi.

Z pojedynczych triod warto się przyjrzeć też lampie 6S31B-V.

No i oczywiście są nuwistory radzieckiej jak 6S51N / 6S51N-V, ten doskonale pracuje w zakresie niskich napięć anodowych. Drugi powszechny, tani 6S52N / 6S52N-V już jest mniej przydatny w obszarze niskich napięć. Jest jeszcze rarytas ale nadal dostępny nuwistor 6S63N idealny dla niskich napięć anodowych Bije na głowę klasyczne niskonapięciowe lampy jak ECC86, EF98 itd...

Wracając do superekacyjnego detektora współczynnik wzmocnienia napięciowego nie jest istotny. Bardziej nachylenie charakterystyki lampy. Najłatwiej przekonać do superrekacji z samowygaszaniem jest triody o średnim nachyleniu i stosunkowo niskim współczynniku wzmocnienia.

[ballasttube]

Mam pytanie do Kolegów: ja zachowywałaby sie przy niskim Ua trioda UKF 12S3S radziecka, klon hitlerowskiej LD1 z radaru.
Z zapisu typu wynika,że jest żarzona z 12,6V (Iż=0,1A wg internetu). Ile jej trzeba przyłożyć Ua,żeby się wzbudzała w detektorze
superreakcyjnym?
Pozdrawiam Kolegów.
Jacek"b/t"

[STUDI_bis]

Porównując jej dane z lampą RV2.4P700, na której zaproponowano jako konstrukcję DIY superreakcyjny odbiornik UKF (https://www.jogis-roehrenbude.de/Bastel ... er/UKW.htm pracujący przy napięciach na anodzie od 50 do 70V to skłaniam się do oszacowania że możliwym jest praca LD1 jako detektora superreakcyjnego przy napięciach na anodzie około 30V.

Porównanie danych lamp:
LD1 (trioda)
gm = 3mA/V, mu = 11 przy Ua = 100V, Ug1=-4V, Ia - 10mA

RV2.4P700 (pentoda)
gm = 0.95mA/V, mug1g2 = 6.3 przy Ua = 150V, Ug2 = 75V, Ug1 = -1.5V, Ia = 1.7mA, Ig2 = 0.35mA

Dla polaczenia triodowego można się spodziewać nachylenia około 1mA/V, mu około 6 przy napięciu anodowym około 100V.

Jeszcze dane lampy 12S3S:
gm = 3mA/V, mu = 12.5 przy Ua = 100V, Ug1=-4V, Ia - 30mA


Lampa LD1 oferuje zdecydowanie lepsze parametry niż RV2.4P700 stąd moja teza pracy przy napięciach na anodzie około 30V. Konstrukcja lampy LD1 była dostosowywana do pra y w zakresie UKF czego nie da się powiedzieć o tej pentodzie RV2.4P700 co jest dodatkowym argumentem "za". Co do radzieckiej 12S3S no niestety większy prąd anody w porównaniu z LD1. Generalnie lampy LD1 / 12S3S projektowano do pracy z prądami siatki sterującej co może oznaczać duży prąd siatki sterującej nawet przy ujemnym je spolaryzowaniu a to może być przeszkodą w uzyskaniu pożądanego przebiegu samowygaszania oscylacji niezbędnego dla pracy detektora superrekacyjnego z samowygaszaniem. Zważywszy, że układ takiego detektora jest prosty a gdy dysponujesz lampami to warto po prostu poeksperymentować

W kwestii superreakcji przy niskim napięciu polecam zajrzeć tu: https://www.cool386.com/12vsrrx/12vsrrx.html

Kiedyś zrobiłem taki detektor z lampą 2P24B-V zasilając tenże stopień napięciem około 60V w topologii generatora Colpitsa. Działał zadowalająco dobrze ale gorzej od lampy DCC90 przy podobnym napięciu anodowym ale w "klasycznej" topologii.

Jeszcze na koniec jeden bardzo wartościowy wg mnie w tym temacie link: https://www.jogis-roehrenbude.de/Radiob ... endler.htm

Kiedyś był publikowany układ odbiornika superreakcyjnego z przemianą na lampie ECC91, niestety realne próby delikatnie pisząc są negatywne: https://www.jogis-roehrenbude.de/Radiob ... endler.htm

Wrócę jeszcze do wyboru lamp. Znana u nas PCF801 ma zachęcające parametry dla superreakcji z niskim napięciem zasilania wspólną katodę. Jednakże w Czechosłowacji była produkowana wystarczająco masowo ECF803 czyli PCF801 z oddzielnymi wyprowadzeniami katod oraz żarzeniem 6.3V, która była stosowana w ich "valvesecie" typowego odbiornika AM/FM w torze p.cz. zamiast "typowej" (w tej roli) lampy EBF89. Aktualnie na ebay.de można "Teslowskie" ECF803 kupić w partii 10 sztuk za cenę jednostkową około 5 EUR (49.82 EUR za 10 sztuk). Zdecydowanie taniej i to znacznie taniej od ECC88 / PCC88.

[STUDI_bis]

Mała dygresja. Chodzi o wspomniany układ https://www.jogis-roehrenbude.de/Bastel ... endler.htm i jego "miażdzącą" krytykę https://www.jogis-roehrenbude.de/Radiob ... endler.htm. Tłumacz Google wyprodukuje bełkot więc zamieszczę tłumaczenie (minimalnie "poprawione") tego krytycznego opisu uzyskane z ChatGPT (nawiasem pisząc zdecydowanie polecam to używać dla tłumaczeń gdyż popularne translatory internetowe w tym Google nadają się jedynie do kosza na śmieci). Uważam, że warto się pochylić na tym artykułem bowiem często może się kolokwialnie pisząc "podjarać" jakimś opublikowanym kiedyś układem.

Czy podczas czytania opisu tego układu mieli Państwo podobne odczucia jak ja? Przedstawiono tam jednolampowy przystawkowy układ UKF z podwójną triodą 6J6 = ECC 91, który sprawia wrażenie, jakby można było śmiało zapomnieć o wszystkich innych odbiornikach superreakcyjnych. Tak, napisano wręcz, że ten układ, przy użyciu tylko jednej dodatkowej lampy (jako stopnia wstępnego w konfiguracji z siatką bazową), jest nawet „równorzędny z superheterodyną!” Jest to interesujący i nieco tajemniczy układ, ponieważ jego dokładne działanie nie jest na pierwszy rzut oka łatwe do zrozumienia. Zastanawia, dlaczego w przeszłości nie był szerzej stosowany. Oto oryginalna propozycja schematu:

W forum „Jogis Röhren-Forum” dowiedziałem się jednak o większych problemach z odtworzeniem układu, a nawet poddano w wątpliwość jego ogólne działanie. Ostatecznie to zmotywowało mnie, by samodzielnie wypróbować ten układ.

Uwaga: W tabeli danych dotyczących nawijania cewek błędnie podano średnice. Oto przybliżone wartości z mojego montażu:

L2 samonośna, średnica 12 mm, z odczepem na pierwszym zwoju dla niesymetrycznego sprzężenia 50 Ω. Dzięki temu można zrezygnować z cewki L1.
L3 + L4 na karkasie o średnicy 8 mm z rdzeniem UKF.
L10 samonośna, średnica 12 mm, przy czym L11 (ok. 4 zwoje z izolowanego przewodu 0,5 mm) jest wsunięta w L10.

OPIS DZIAŁANIA UKŁADU
Układ działa według „nowatorskiej” zasady (cytat oryginalny)! Nie można go porównać z klasycznymi odbiornikami superreakcyjnymi, które w początkach regularnej emisji UKF często były stosowane jako przystawki, zbudowane z jednej pentody i jednej triody (lub pentody skonfigurowanej jako trioda). Muszę przyznać, że dość obszerny tekst towarzyszący nie bardzo mi pomógł. Wręcz przeciwnie, niektóre fragmenty wydawały mi się nielogiczne. Starałem się podeprzeć moje nieco odmienne wyjaśnienia działania układu pomiarami i oscylogramami.

Najpierw odbywa się przemiana sygnału UKF na pośrednią częstotliwość 3 MHz, czyli jak w superheterodynie! W tym celu lewe system triody działa jako samowzbudny mieszacz. Dzięki temu szerokopasmowe (bo impulsowe) zakłócenia emitowane przez oscylator 3 MHz (L5 + 200 pF) są przenoszone do zakresu, w którym można je skutecznie tłumić za pomocą pasma przepustowego UKF (L2, trymer, L3, L4), a sąsiedzi nie będą mieli powodów do narzekań. Natomiast stała (!) częstotliwość oscylatora UKF w stopniu mieszającym (L10, L11) jest dla tego pasma przepustowego przeźroczysta i jest silnie emitowana przez antenę.

Otrzymana w ten sposób pośrednia częstotliwość (ZF) jest przekazywana poprzez wspólną katodę do prawego systemu triody. Tutaj odbywa się właściwy odbiór reakcyjny. Dodatkowo generowane są potrzebne oscylacje reakcyjne za pomocą pomocniczego obwodu 25 kHz (L8 + 20 nF). W literaturze czasami spotyka się nazwę „obwód wygaszający” (ang. quench circuit). Jest to odmienne od klasycznych układów superreakcyjnych UKF, w których odbiór reakcyjny umożliwia okresowa samooscylacja (ang. self-quenching, wg Flewellinga).

Kombinacja rezystora i kondensatora (100 kΩ równolegle do 1 µF) nie służy demodulacji, lecz ma za zadanie jako „automatyczna regulacja wzmocnienia” przeciwdziałać zbyt wysokim amplitudom wzbudzonym przez sygnał wejściowy w obwodzie 3 MHz. Stała czasowa została dobrana dość duża, co skutkuje stosunkowo wolno narastającym napięciem ujemnym na siatce w wyniku detekcji siatkowej.

Demodulacja amplitudy
Na ekranie oscyloskopu można bardzo dobrze obserwować, jakie zmiany zachodzą w 3 MHz impulsach (burstach), gdy ręcznie zwiększa się lub zmniejsza amplitudę sygnału wejściowego generowanego przez generator UKF. W przypadku zwiększenia amplitudy, wysokość impulsów 3 MHz niemal się nie zmienia, ale za to wydłuża się ich czas trwania! Innymi słowy, modulacja amplitudy jest przekształcana na modulację szerokości impulsów (burst width modulation). Zakres zmian wynosi około 5 µs do 15 µs. Te zmiany w prądzie anodowym prawego systemu triody, po integracji (z kondensatorem integracyjnym Cintgr), pojawiają się jako zmiany niskiej częstotliwości w napięciu anodowym. Po silnym odfiltrowaniu resztek wysokiej częstotliwości napięcie to jest podawane na siatkę sterującą lampy końcowej.

Na zamieszczonym powyżej oscylogramie, napięcie zostało zmierzone na siatce g1 prawego systemu triody. Dominująca sinusoidalna częstotliwość 25 kHz (oscylacja pomocnicza dla odbiornika reakcyjnego) każdorazowo wprowadza napięcie siatki w zakres najwyższej stromości charakterystyki triody. Można zauważyć, że 3 MHz oscylacje są wzbudzane tylko przez krótki czas. Dla lepszego zobrazowania zostały one indukcyjnie sprzęgnięte na cewkach
L5/6 i wyprowadzone na dolną wiązkę oscyloskopu. W przypadku poprawnego dostrojenia tłumienie obwodu 3 MHz należy ustawić za pomocą odpowiedniego potencjometru równoległego w taki sposób, aby nie powstawały ciągłe oscylacje, a jedynie przedstawione „impulsy”.

Poniższy obraz przedstawia rozciągnięty przebieg napięcia na anodzie. Widać w nim narastanie i opadanie oscylatora 3 MHz w rytmie pomocniczej częstotliwości 25 kHz.

Demodulacja częstotliwości
Poniżej przedstawiono uproszczoną krzywą rezonansową obwodu 3 MHz (L5 z 200 pF równolegle). Dostrojenie odbywa się nie na wierzchołek krzywej, ale na jedną z jej dwóch zboczy. Dzięki temu częstotliwość nośna poddanego modulacji częstotliwościowej sygnału UKF, po przemianie, określa siłę wzbudzenia oscylatora 3 MHz, a w konsekwencji czas trwania wzbudzenia. W ten sposób uzyskujemy wcześniej omówioną ciągłą zmianę szerokości impulsu w rytmie modulacji. Naturalnie nasuwa się porównanie do „demodulatora zboczy” (flank demodulator) lub „modulacji szerokości impulsu” (pulse width modulation).

Jednak słabo tłumiony obwód rezonansowy 3 MHz zazwyczaj charakteryzuje się stosunkowo wysoką dobrocią, a co za tym idzie – bardzo stromymi (czyli zbyt wąskimi) zboczami. Jest to trudne do pogodzenia z typowym dla UKF zakresem dewiacji częstotliwości wynoszącym ±75 kHz, co prowadziłoby do zniekształceń. W związku z tym konieczne było zastosowanie dodatkowego tłumienia, co poszerza krzywą rezonansową, ale kosztem tak chwalonego w opisie schematu wysokiego wzmocnienia. Autor opisu schematu uczynił jednak z tej konieczności zaletę.

Usuwanie problemów
Układ nie zadziałał od razu również u mnie. Przyczyna: stopień mieszający z samowzbudnym oscylatorem nie generował czystych i stabilnych (stałych!) oscylacji UKW z powodu równoległego obwodu niskiej częstotliwości (L9+0,1μF) w obwodzie katodowym. Obwód ten został więc w pierwszej kolejności tymczasowo usunięty. Więcej na ten temat później.

Dalej, kondensator 20 pF przy zimnym końcu cewki L11 okazał się zdecydowanie za mały. Zwiększyłem jego pojemność najpierw do 110 pF, a następnie do 10 nF. Następnie wspólny rezystor katodowy został zastąpiony potencjometrem nastawnym 470 Ω (dla precyzyjnego ustawienia punktu pracy). I oto, przy sygnale wejściowym o częstotliwości 104 MHz i oscylatorze na 107 MHz, stopień mieszający zaczął generować pośrednią częstotliwość 3 MHz! Można to łatwo zweryfikować przy pomocy odbiornika fal krótkich. W tym celu prawe system triody został wyłączony. Tym samym teoria, że proces mieszania odbywa się okresowo i niejako „dodatkowo” (jako „praca poboczna”) w prawym systemie triody, została obalona.

Na końcu zwiększono zakres regulacji sztucznego tłumienia (za pomocą potencjometrów logarytmicznych 10 kΩ), stosując je na oba oscylatory (3 MHz i 25 kHz).

Ograniczenie amplitudy oscylatora pomocniczego 25 kHz zrealizowano teraz przy pomocy dwóch diod krzemowych połączonych szeregowo.

Moje wyniki pomiarów:
Przy sygnale wejściowym o częstotliwości 104 MHz, poziomie 70 µV i dewiacji częstotliwości 40 kHz (modulacja 400 Hz), uzyskano napięcie wyjściowe (bez lampy końcowej) równe 400 mV (S+N) przy stosunku sygnał/szum wynoszącym 13 dB. Oczywiście w sygnale wyjściowym znajdują się również pozostałości oscylatora pomocniczego 25 kHz, co pokazuje poniższy obraz napięcia wyjściowego niskiej częstotliwości (NF). Czułość udało się jeszcze bardziej zwiększyć, ale wydało mi się to niepraktyczne, gdyż odbywało się to kosztem stabilności działania układu.

Zalety układu:
a) Stosunkowo wysoka czułość odbiorcza.
b) Niski nakład techniczny.

Wady układu:
a) Główna wada to w mojej opinii bardzo silne ograniczenie przenoszenia wysokich częstotliwości w paśmie akustycznym.

Charakterystyka:
100 Hz +3 dB ------ 1 kHz 0 dB ------ 2 kHz -6 dB (!) ------ itd. (spadek 6 dB na oktawę).

W tym kontekście użycie ujemnego sprzężenia zwrotnego dla częstotliwości poniżej 500 Hz w celu poprawy transmisji mowy wydaje się sensowne. To może być rzeczywisty powód wprowadzenia równoległego obwodu L9+0,1μF (rezonans przy 290 Hz) w obwód katodowy.

Próbowałem poprawić charakterystykę częstotliwościową NF. Zmniejszenie pojemności kondensatora integracyjnego 10 nF, jak i kondensatora 1 nF (deemfaza) przy g1 lampy końcowej, nie przyniosło oczekiwanej poprawy. Co więcej, znacznie wzrósł udział oscylacji 25 kHz w sygnale wyjściowym. Redukcja tych pozostałości mogłaby wymagać dodatkowego obwodu zaporowego na 25 kHz.

b) Wąska szerokość pasma odbiorczego obwodu 3 MHz przy zbyt dużej czułości układu (czyli przy małym tłumieniu sztucznym). Oznacza to, że modulacja FM z dewiacją ±75 kHz nie będzie odtwarzana bez zniekształceń.

Wysokie oczekiwania względem poziomu wyjściowego m.cz. również są nieuzasadnione.

Maksymalne poziomy NF, jakie uzyskałem na wyjściu konwertera (bez lampy końcowej), wynosiły 400...500 mV. Test przeprowadzono dla częstotliwości 400 Hz i dewiacji 40 kHz, czyli w optymalnym zakresie. W związku z tym stwierdzenie, że układ może "dowolnie" wysterować lampy mocy, nie jest prawdziwe.

c) Praca z pośrednią częstotliwością wynoszącą jedynie 3 MHz!
To powoduje, że częstotliwość lustra znajduje się w odległości zaledwie 6 MHz od ustawionej częstotliwości odbioru. Oznacza to, że niechciana druga częstotliwość odbioru również będzie praktycznie słyszalna, zwłaszcza gdy pasmo UKF jest gęsto zapełnione. W obecnych warunkach, przy dużej liczbie stacji, prawdopodobieństwo zakłóceń tego typu jest bardzo wysokie.


Ten układ nie jest zalecany do odbioru UKF!

To z pewnością surowa ocena. Autor artykułu (NIE Jogi, który udostępnił go "as is" z powodów historycznych na swojej stronie!) musi liczyć się z zarzutem, że wywołano nierealistyczne oczekiwania, a zasadnicze wady układu nie zostały przedstawione w sposób wystarczająco jasny. Nie trzeba zagłębiać się w teorię Barkhausena, by zauważyć, że choćby 10-nanofaradowy kondensator równoległy do transformatora wyjściowego niweczy jedną z głównych zalet radia UKF — rozszerzone pasmo przenoszenia!

Podejrzewam, że oryginalny projekt układu pochodzi z USA, być może z końca lat 40. XX wieku. Wówczas istniały najwyżej jeden lub dwa nadajniki FM, które pracowały na niższych częstotliwościach i z niewielką dewiacją częstotliwości. Możliwe również, że układ miał być używany jako niskokosztowy odbiornik w systemach zdalnego sterowania lub krótkofalowych radiotelefonach (walkie-talkie).

[STUDI_bis]

I jeszcze jedno tłumaczenie z ChatGPT bardzo pomocne dla tych co chcą budować radia supereakcyjne UKF FM:


SUPERREGENERATIVER EMPFÄNGER — PENDELEMPFÄNGER
Autor: Wolfgang Holtmann

A. Historia
Zasada działania odbiornika superreakcyjnego (Pendlempfänger) została wynaleziona już w latach 20. XX wieku. W rzeczywistości należałoby mówić o jej „odkryciu”. Z literatury wynika, że przypadkowe, niepożądane oscylacje w układzie odbiorczym doprowadziły do — początkowo niewytłumaczalnego — wzrostu czułości. E.H. Armstrong postanowił zbadać to zjawisko i przypisał je okresowemu włączaniu i wyłączaniu sprzężenia zwrotnego w rytmie częstotliwości oscylacji — wyższej od zakresu słyszalnego. Miało to umożliwić „automatyczne” uzyskanie punktu maksymalnej czułości. Pogląd ten zyskał akceptację większości autorów publikacji technicznych. Dopiero wiele lat później nowoczesne metody pomiarowe i symulacje komputerowe pozwoliły na dokładniejsze zrozumienie rzeczywistego działania tego układu.

B. Zasada działania
W przeszłości opublikowano niezliczone warianty obwodów superreakcyjnych. Można je jednak podzielić na dwie główne grupy:

Superrekacja z zewnętrznym wygaszaniem (fremderregte Pendler)
Superrekacja z własnym wygaszaniem (selbsterregte Pendler)

Superreakcja z zewnętrznym wygaszaniem
W tych układach częstotliwość wygaszania wytwarzana jest w oddzielnym stopniu i dostarczana do stopnia odbiornika, np. na siatkę lub anodę.

Zaleta: lepsza regulacja punktów pracy obu stopni.
W przeszłości sinusoidalna częstotliwość pomocnicza była generowana za pomocą obwodu L/C dostrojonego do częstotliwości modulacji. Stąd w literaturze spotykamy termin „Superreakcja z obwodem quench” (ang. quench — wygaszenie), ponieważ oscylacje na częstotliwości odbiorczej są przerywane w rytmie częstotliwości modulacji.

Superreakcja z własnym wygaszaniem
W tych układach jedna lampa pełni obie funkcje: odbiornika i generatora częstotliwości pomocniczej.

Zaleta: niższe koszty.
Tańszą alternatywą dla generowania oscylacji pomocniczych jest użycie prostego obwodu R/C w konfiguracji multiwibratora.
Opisywany tutaj odbiornik superreakcyjny należy do tej drugiej grupy.

Warianty specjalne
Układ „Superhet-Pendlempfänger” (opisany w oddzielnym artykule) to również detektor superrekcyjny z włąsnym wygaszaniem, jednak posiada oddzielny obwód L/C dostrojony do 25 kHz.
„Superhet” oznacza przesunięcie odbioru na niższą częstotliwość pośrednią (np. 3 MHz), co pozwala na zmniejszenie zakłóceń emitowanych do sąsiednich odbiorników UKF.
Podobną zasadę wykorzystuje odbiornik „Fremodyne Superregenerative Receiver”, w którym częstotliwość pośrednia wynosi 22 MHz. Dzięki temu:

Lepsza jest separacja częstotliwości lustrzanych.
Zakłócenia oscylatora są łatwiejsze do odfiltrowania.

C. Era po 1949 roku
Wraz z wprowadzeniem powszechnego nadawania UKF, detektory superreakcyjne były stosowane w różnych radioodbiornikach.

W układach tych pentoda w stopniu wstępnym oddzielała triody detektora superreakcyjnego od wejścia, zmniejszając emisję zakłóceń na UKW.
Do tego celu opracowano lampę kombinowaną ECF 12.
Jednakże to rozwiązanie było tylko krótkim etapem przejściowym w drodze do pełnowartościowej superheterodyny UKF.

D. Mój projekt eksperymentalny
Byłem zmuszony do samodzielnego wykonania układu, ponieważ nie posiadałem gotowego modułu przystawki superreakcyjnej UKF dla odbiornika radiowego AM.


[Rysunek 1]

Aby móc zobaczyć dokładne procesy zachodzące (przy 95 MHz!) na siatce systemu triodowego (punkt [A]), konieczne było zastosowanie wyjątkowo krótkiego połączenia z wejściem pionowym oscyloskopu. W związku z tym detektor superreakcyjny został umieszczony bezpośrednio przed oscyloskopem. W celu minimalizacji obciążenia zbudowałem dzielnik napięcia 100:1 (z kompensacją pojemności wejściowej oscyloskopu). Moje standardowe sondy 10:1 były do tego celu bezużyteczne!

E. Układ
Celem było stworzenie za pomocą prostych środków - w miarę możliwości - odbiornika superreakcyjnego nadającego się do odbioru radia UKF. Mój wybór padł na szeroko rozpowszechnioną lampę PCF 80 (8A8, 9A8). Lampa ECF 80 (6BL8) również się nadaje. Trzeba jednak przyznać, że ten typ lampy nie został zaprojektowany do optymalnego odseparowania triodowego oscylatora od siatki sterującej pentody. W związku z tym nadal występuje pewna emisja zakłóceń. Uważam jednak, że nikt dzisiaj nie będzie na stałe używał odbiornika tego typu do obioru stacji radiowych w paśmie UKF. Jest to jednak bez wątpienia interesujące i pouczające doświadczenie. Dla mnie na pewno!


[Rysunek 2]

Sygnał wejściowy z anteny jest szerokopasmowo sprzęgany w zakresie UKF i po niewielkim wzmocnieniu w części pentodowej dostępny na dławiku anodowym L3. Poprzez kondensator C1 sygnał odbiorczy trafia do obwodu rezonansowego L6, C3 + C4. Trioda pracuje w układzie pojemnościowym trójpunktowym. Zakres częstotliwości można dostroić indukcyjnie w przedziale od 88 do 108 MHz. Stosunek wartości kondensatorów C3 do C4 został dobrany tak, aby zapewnić bardzo silne sprzężenie zwrotne.

Sygnał niskiej częstotliwości (NF) jest odbierany na kondensatorze integracyjnym C5 i prowadzony przez dolnoprzepustowy filtr NF (L5, C6) do wyjścia o wysokiej impedancji.

Optymalne napięcie pracy
Najlepsze wyniki z zastosowaniem tych typów lamp uzyskuje się przy napięciu zasilania wynoszącym zaledwie 100 V!

F. Przebieg działania – zarys
Naturalnie, starałem się zgłębić dostępne mi opracowania na ten temat. Wynik? „Wszystkie jasności zostały rozwiane”. W tej sytuacji pozostało mi tylko działać i analizować przebiegi empirycznie. Przy użyciu oscyloskopu zdolnego do wiernego pomiaru do 100 MHz przy spadku 3 dB, dokumentowałem krok po kroku poszczególne etapy działania. Moje motto: „Wierzę tylko w to, co widzę!”


[Rysunek 3]

Obserwacje
Aby lepiej zrozumieć dość skomplikowaną materię, kilkakrotnie opisywałem te same procesy w różny sposób, starając się je jak najlepiej zrozumieć i wyjaśnić.

Na rysunku 3 powyżej przedstawiono procesy w formie przeglądu, służącego do orientacji. Mierzona jest napięcie siatki w punkcie [A].

1. Na początku uwagę przyciągają stosunkowo krótkie czasy oscylacji. Nadałem im nazwę "Burst" (~ wybuch oscylacji), termin, który można również spotkać w technice telewizji kolorowej.

2. Oscylacje te są na tyle silne, że krótko po nich następuje samozatrzymanie przez szybki wzrost stosunkowo wysokiego napięcia siatki o charakterze negatywnym. W anglojęzycznym świecie mówi się o "self-blocking" według Flewellinga. Ząbkowane napięcie siatki odpowiada zachowaniu oscylatora R/C w trybie blokady.

3. Proces rozładowania kondensatora C2 powoduje stopniowe zmniejszanie tego napięcia blokującego.

4. Kiedy napięcie negatywne spadnie poniżej punktu krytycznego, oscylacje oscylatora zaczynają się ponownie.

5. W zależności od dobroci obwodu L/C można zaobserwować różny czas wygaszania.

Dzięki nadmiernemu sprzężeniu zwrotnemu, już bardzo małe sygnały sterujące mogą wzmacniać amplitudę oscylatora do poziomu prądu siatki. Wyjaśnia to ograniczającą rolę tzw. "logarytmicznych" odbiorników superreakcyjnych.

Nawet przy braku sygnału wejściowego, zawsze obecne zakłócenia są w stanie wzbudzić triodę do pełnej amplitudy oscylacji. Dzieje się to jednak w bardzo nieregularny sposób, co nazywane jest "szumem superrekacji" lub "sumem Armstronga".

Można to wykorzystać w określonych zastosowaniach, takich jak np. systemy zdalnego sterowania. Wystarczy już niewielkie napięcie wejściowe, aby zredukować szum. Odczytuje się to w specjalnej układzie przekaźnikowym i w ten sposób uzyskuje zakodowane informacje.


[Rysunek 4]

Powyższy obrazek przedstawia pojedynczy burst (wybuch oscylacji). Nasz detektor superreakcyjny (odbiornik superrekacyjny) nie nadaje się do odbioru sygnałów AM z powodu logarytmicznego wzrostu amplitudy (aż do punktu D). Wczesne ograniczające zachowanie nie pozwala na liniową obróbkę sygnału.

Dawniej istniały również "liniowe" układy detektorów superrekacyjnych. W takim przypadku (m.in. dzięki innej regulacji punktu pracy) amplituda oscylacji wzmacnianych przez oscylator była w większym lub mniejszym stopniu liniowo zależna od sygnału sterującego. Łatwo zrozumieć, że takie układy były znacznie bardziej krytyczne w obsłudze. To tylko wskazówka.

G. Dokładniejsze rozpatrzenie cyklu samowygaszania
Warunki: Do odbiornika superrekacyjnego podawany jest silny, niemodulowany sygnał z nadajnika o częstotliwości 95 MHz. Jako stabilny punkt wyzwalania wybrałem dodatni szczyt oscylacji – czyli środek burstu. To jest również punkt wyjścia dla pomiarów czasów t1 i t3. Zobacz rysunek 5.

Na tym samym wykresie (u góry) na drugim wejściu pionowym oscyloskopu zarejestrowałem sygnał wyjściowy w punkcie . Krzywa ta w zaokrąglonej formie odpowiada cyklowi samowygaszania o czasie trwania 27 µs. Oznacza to, że częstotliwość samowygaszania wynosi 37 kHz.


[Rysunek 5]

1. Krótko po maksymalnym punkcie oscylacji, wysoka negatywna napięcie na siatce blokuje lampę.

2. Następuje czas wygaszania t1 burstu o częstotliwości 95 MHz. Czas od maksimum do wygaszenia wynosi 2,5 µs. Ten czas jest NIEZALEŻNY od amplitudy sygnału UKF wprowadzanego przez C1!

3. Rozładowanie (czas t8) kondensatora C2 prowadzi do stopniowego zmniejszania się negatywnego napięcia siatki.

4. Zakłada się, że obwód rezonansowy L6, C3 + C4 jest również strojony na 95 MHz. Wówczas sygnał użytkowy wprowadzony przez C1 generuje pewne napięcie rezonansowe w tym obwodzie i przez C2, również na siatce.

5. Dzięki tej wspomagającej, rezonansowej amplifikacji jest możliwe, że już przy napięciu siatki Ug wynoszącym około -4 V (punkt krytyczny A) warunki dla ponownego rozpoczęcia oscylacji triody są spełnione.

6. Przy tym napięciu siatki nachylenie charakterystyki Ia / Ug jest jeszcze małe. Z tego powodu wzrost amplitudy aż do maksimum jest nieco opóźniony. Ten okres nazywamy t2 i trwa w tym przykładzie 5 µs. Czas ten JEST ZALEŻNY od amplitudy sygnału wprowadzanego przez C1! Więcej na ten temat później.

7. W wyniku przepływu prądu siatki, burst jest automatycznie amplitudowo ograniczany.

8. Cykl samowygaszania, o łącznym czasie trwania t3 równym 27 µs, jest teraz zakończony.

9. Czas trwania t4 całkowitego burstu 95 MHz, od rozpoczęcia oscylacji do końca oscylacji, składa się z t2 + t1, co daje 7,5 µs.

H. Teraz następuje modulacja i demodulacja!


[Rysunek 6]

Na rysunkach 6 i 7 osłabiłem amplitudę silnego sygnału wejściowego 95 MHz w szybkim rytmie o 30 dB. Na ekranie pojawia się wtedy drugi (dłuższy!) cykl samowygaszania, przesunięty nieco w prawo. Dzięki temu trikowi można wyraźniej uwidocznić różne zachowanie sygnału z modulowaną amplitudą. W punkcie pomiarowym można zbadać oscylacje napięcia anodowego, które zostały przefiltrowane przez wysoką częstotliwość. Można więc pośrednio wnioskować o różnych czasach przepływu prądu anodowego. Inne ustawienie układu oczywiście prowadzi do innych wartości absolutnych. Jednak podstawowe zachowanie pozostaje niezmienne!


[Rysunek 7]

1. Najpierw przebieg dla silnego sygnału (lewy impuls), w którym drgania zaczynają się już przy A = P 1.

2. W związku z tym wcześniejszy proces rozładowania t8 zostaje przerwany.

3. Jak wiadomo, lampa w stanie oscylacyjnym pobiera średnio znacznie mniejszy prąd anodowy. Dlatego mierzona jest wyższa wartość napięcia anodowego (Ua). Jest to zauważalne w podniesionym przebiegu krzywej, co zostało zaznaczone białymi punktami na rysunku 7.

4. Po 5 µs drgania osiągają szczyt, a około 0,5 µs później, w wyniku zablokowania lampy, następuje faza wygaszania drgań.

5. Inaczej wygląda przebieg przy sygnale wejściowym słabszym o 30 dB (prawy impuls). Ponieważ drgania są mniej intensywnie wzbudzane, proces rozładowania t8 trwa dłużej, tzn. napięcie Ug rośnie od P1 w kierunku dodatnim przez kolejne 6 µs.

6. Ważne: już od P1 zaczyna płynąć prąd anodowy! (Czas t6, zaznaczony na czerwono, z małymi punktami). Nawet przy powiększeniu ekranu nie widać wyraźnych drgań w tym czasie! Jeśli nie są one dostrzegalne (ponieważ "w pewnym sensie przebiegają 'podziemnie', jak pisze prof. Barkhausen), to są one nieistotne dla przebiegu prądu anodowego. A na tym właśnie nam chodzi!

7. Dopiero gdy przy P2 napięcie Ug osiąga -3,5 V, napięcie obwodu rezonansowego ma tę samą początkową amplitudę jak przy P1.

8. Teraz, gdy znajdujemy się już w bardziej stromym obszarze charakterystyki Ia/Ug, wzrost drgań jest znacznie silniejszy, tzn. maksimum osiągane jest w krótszym czasie! Dlatego t2 wynosi tylko 2 µs.

9. Odpowiedni przebieg napięcia anodowego do momentu zablokowania lampy jest zaznaczony grubymi czerwonymi punktami.

10. Całkowity czas przepływu prądu (t7 = 8,5 µs) dla słabszego sygnału składa się z niemalże bezdrganiowego odcinka oraz odcinka z drganiami!

11. Jest on o 3 µs dłuższy niż przebieg (t5 = 5,5 µs) przy silniejszym sygnale! To z kolei przesuwa przebieg napięcia anodowego przy na niższe wartości.

I. ... krótszy..., dłuższy..., zaczynacie widzieć już migotanie przed oczami? Nic dziwnego, bo "diabeł tkwi w szczegółach!"
A teraz nadszedł czas na podsumowanie:

1. Decydujące dla napięcia wyjściowego w zakresie niskich częstotliwości (m.cz.) są zintegrowane – i przefiltrowane wysokoczęstotliwościowo (HF) – wahania prądu anodowego.

2. W tym przypadku (czarno-białym obrazku) decydujące jest stosunek prąd-brak prądu na cykl wahań(!).

3. Jest to zależne od punktu pracy wahań, który zmienia się nieustannie wraz z modulacją. Chodzi tu o ważny okres między P1 i P2.

4. Słaby sygnał oznacza: – Wydłużoną fazę rozładowania z wczesnym przepływem prądu, jeszcze bez drgań. – Późniejszy punkt pracy, ale za to krótszy czas trwania drgań!

5. Silny sygnał oznacza: – Skróconą fazę rozładowania. – Wczesny punkt pracy przy dłuższym czasie trwania drgań!

Uwaga: Czas trwania drgań nie jest równy czasowi przepływu prądu (anodowego)!

6. Przeliczając to na proporcje procentowe, dla opisanego skoku o 30 dB otrzymujemy następujące wyniki:

Czas przepływu prądu przy słabym sygnale: t7 = 8,5 µs ~ 39,5%
Czas przepływu prądu przy silnym sygnale: t5 = 5,5 µs ~ 25,6%

7. Dla napięcia wyjściowego w zakresie niskiej częstotliwości (m.cz.) pobranego z C5, mniejszy prąd anodowy oznacza wzrost napięcia na anodzie i odwrotnie. Punktem odniesienia, jak zwykle, jest katoda (= masa).

J. Pytanie: "Dlaczego prawie nie spotyka się odbiorników superrekacyjnych w zakresie fal średnich (MW) lub długich (LW)?"

Jest to związane z minimalną dopuszczalną częstotliwością wygaszania wynoszącą 20 kHz. Nie powinno się schodzić poniżej tej wartości, ponieważ wtedy odstęp do zakresu słyszalnego staje się zbyt mały. 20 kHz odpowiada okresowi trwania cyklu wygaszania wynoszącemu 50 µs. Całkowity czas trwania drgań (burst) nie może stanowić zbyt dużej części tego czasu. Czas narastania t2 nie powinien przekraczać 10 µs. Należy zapewnić, aby drgania w czasie następującej blokady zawsze opadały poniżej poziomu szumów. W przeciwnym razie dochodzi do niepożądanego nakładanie się sygnałów z następującymi po sobie burstami.

Załóżmy, że częstotliwość odbioru wynosi 1 MHz (co odpowiada okresowi trwania 1 µs), wtedy w czasie t2 może wystąpić tylko 10 drgań, co jest zbyt mało, by wywołać wystarczające narastanie amplitudy. Po prostu nie ma wystarczająco dużo czasu, by napięcie w obwodzie rezonansowym osiągnęło wymaganą wysokość! Ponadto, im lepsza jakość obwodu oscylatora (co jest oczywiście pożądane w kontekście czułości odbioru), tym dłuższe będą czasy narastania i zanikania drgań. Jest to znany efekt "koła zamachowego".

Dla porównania: opisany detektor superreakcyjny FM (100 MHz = 0,01 µs) ma do dyspozycji aż 200 okresów w krótszym czasie t2 (2 µs). Dlatego: Dopiero w zakresie fal krótkich (SW) zasada superrekacji staje się korzystna.

K. Ostrzeżenie przed błędnymi oczekiwaniami

Pokazany tutaj, nadmiernie duży (30 dB) skok amplitudy sygnału wejściowego służy, jak wspomniano, do wyjaśnienia procesów. W rzeczywistości różnice te są znacznie mniejsze! Trzeba uzyskać sygnał m.c.z. z bardzo małych wariacji czasowych! Wyjaśnia to również względnie niską wydajność dla wyjściowego sygnału m.cz. tych superreakcyjnych układów. Dąży się do tego, aby krzywa napięcia rozładowania w końcowej fazie przed P1 była jak najbardziej płaska. W moim układzie próbny wspiera to niskie napięcie robocze.

L. "... ale my chcemy tylko demodulować FM!"

Dla sygnałów z modulacją częstotliwości stosuje się znany trik z "dyskryminatorem zbocza". Jeśli nie dostroimy się dokładnie na środek krzywej rezonansowej L6, C3 i C4, lecz na jedno z jej zboczy, uzyskamy - w zależności od odchylenia częstotliwości od punktu rezonansowego - silniejsze lub słabsze napięcie U, które wspomaga drgania oscylatora.

Innymi słowy: w punkcie "optymalnego strojenia" (zobacz rys. sygnał modulowany częstotliwościowo jest zamieniany w sygnał z modulacją amplitudy. Dzięki temu możliwy jest odbiór stacji FM, ale tylko po prawej lub lewej stronie nadajnika, a nie w jego centrum.

Oznacza to jednak, że nie możemy w pełni wykorzystać zalety wzrostu rezonansowego. Należy o tym pamiętać, gdy mówi się o "nadzwyczajnej czułości" odbiorników pendlerowych! Dla dobrego stosunku sygnał/szum zawsze wymagana jest wysoka minimalna siła pola. W przeciwnym razie negatywna połówka fali modulacji przesunie się za bardzo w dolną część zbocza, co oznacza zbyt małe napięcie U. Rys. 9 dobrze pokazuje składnik szumów. Do tego zdjęcia usunąłem resztki częstotliwości pendla poprzez dodatkowe filtrowanie.


[Rysunek 8]


[Rysunek 9]

Podczas analizowania -symbolizowanych- krzywych rezonansowych, należy zwrócić uwagę na jeszcze jeden problem: maksymalnie dozwolony zakres częstotliwości.

Łatwo zauważyć, że zbyt duże odchylenia częstotliwości przekraczają stosunkowo prostą część zbocza. To jednak wiąże się z zniekształceniami! Choć umówiono się na maksymalny zakres częstotliwości wynoszący ±75 kHz, mam wrażenie, że niektóre nadajniki nie zawsze się do tego stosują. Jeśli równolegle do L6 podłączymy sztuczną tłumienie (opornik 47...100 kΩ), krzywa rezonansowa staje się szersza. Jednakże odbywa się to kosztem czułości odbioru!

M. Co jeszcze należy wziąć pod uwagę?

Z powodu zasady działania odbiornika, chciałbym zwrócić uwagę na dwa punkty, które często są "pomijane": resztki częstotliwości samowygaszania oraz niekorzystny wpływ na wysokie częstotliwości modulacji.

Jeśli spojrzymy na układ opisanego detektora superreakcyjnego, napięcie NF jest pobierane z kondensatora integrującego C5. Stajemy przed wyborem: jeśli zwiększymy pojemność C5 (5...10 nF), resztki częstotliwości samowygaszania zostaną obniżone do akceptowalnego poziomu. Jednak równocześnie bardzo pogorszy się poziom wraz z przesuwaniem się w kierunku wyższych częstotliwości modulacji! Spadek o 6 dB na oktawę powyżej 1 kHz jest dość powszechny. W ten sposób główna zaleta odbioru UKW - rozszerzony zakres przenoszenia m.cz. - w dużej mierze zostaje zniweczona! Patrząc z tej perspektywy, dodatkowy element R/C do "deemphasis" staje się właściwie zbędny!

W moim układzie, dla lepszej reprodukcji wysokich tonów, zmniejszyłem wartość C5 do 2,2 nF.

https://www.jogis-roehrenbude.de/Radiob ... nAbb10.jpg
[Rysunek 10]

https://www.jogis-roehrenbude.de/Radiob ... nAbb11.jpg
[Rysunek 11]

Rys. 10 pokazuje napięcie w punkcie dla sygnału wejściowego UKF bez szumów, który jest częstotliwościowo modulowany na 400 Hz z zakresem 40 kHz. Stosunek resztek częstotliwości samowygaszania do 400 Hz sygnału użytkowego jest teraz szczególnie zły, z powodu wcześniej wspomnianych powodów.

Wyobrażam sobie, że dziś jeszcze mogą istnieć radiomaniacy, którzy chcieliby spróbować takiego układu superreakcyjnego. Jako wzmacniacz audio z pewnością zostanie podłączona istniejąca już aparatura Hi-Fi. W takim przypadku dominujące resztki samowygaszania mogą stanowić uciążliwy zakłócający czynnik.

Za pomocą małej cewki z rdzeniem L5 i kondensatora C6, przed wyjściem m.cz. jest włączony prosty filtr dolnoprzepustowy. Rys. 11 pokazuje wynik po filtracji w punkcie [C]. Zauważmy teraz pięciokrotnie wyższą czułość osi pionowej!

Uwagi: Wybór częstotliwości samowygaszania (który można wpływać za pomocą C2 i R1) musi być dokonany starannie. Uzasadnienie: Każdy nadajnik UKF emituje również ton pilota stereo 19 kHz. Jeśli częstotliwość samowygaszania jest np. zbyt niska (20 kHz), może pojawić się zakłócający ton interferencyjny o częstotliwości 1 kHz. Ponadto, sygnał różnicowy stereo w zakresie od 23 kHz do 53 kHz może przy wyższej częstotliwości samowygaszania powodować niepożądane efekty.

... a kiedyś? Wówczas nie trzeba było zwracać na to uwagi. Może wtedy mówiono: „Wszystko, co powyżej 16 kHz, i tak jest niesłyszalne, po co się martwić? Zresztą radia tamtych czasów nie potrafiły przetwarzać sygnałów m.cz. powyżej 10 kHz!” Wczesne lata 50. XX wieku charakteryzowały się zupełnie innymi warunkami. Przede wszystkim, ludzie byli "szybciej" zadowoleni!

N. Wyniki pomiarów Z układu próbnego przedstawionego powyżej, sygnał wejściowy UKF o wartości 70 µV, z zakresem 40 kHz (400 Hz), daje napięcie wyjściowe NF wynoszące tylko 65 mV (S+N) przy 18 dB stosunku sygnału do szumu (SNR). Poziom ten jest więc zdecydowanie niższy niż w przypadku wspomnianego wcześniej superheterodynowego odbiornika superreakcyjnego! Z powodu wczesnego ograniczenia, zwiększenie napięcia w.cz. poprawia stosunek sygnału do szumu, ale poziom m.cz. pozostaje prawie taki sam.

Dzięki wymienionym środkom osiągnięto słyszalną poprawę pasma przenoszenia. Filtr L/C opóźnia dalszy spadek przy 4 kHz. Dopiero od 7 kHz następuje spadek. Oto wartości:

100 Hz: +1,5 dB
1 kHz: 0 dB
2 kHz: -2 dB
4 kHz: -5 dB
7 kHz: -6 dB
10 kHz: -14 dB

O. Zmieniony układ: teraz superreakcyjny odbiornik "refleksowy"

Bardzo niski poziom wyjściowy układu odbiornika superreakcyjnego z Rys. 2 wymaga dodatkowego wzmocnienia m.cz.! Ponieważ nie zawsze jest to zapewnione, wykorzystałem propozycję firmy TELEFUNKEN i wykorzystałem stopień pentodowy także do wzmocnienia m.cz.


[Rysunek 12]

Na niebiesko zaznaczony jest dopasowany przebieg sygnału m.cz. Sygnał po filtracji jest teraz doprowadzany przez R5 do siatki pentody. Oczywiście, teraz należy wlutować większe kondensatory odsprzęgające (C8 + C9). Małe ceramiczne kondensatory odsprzęgające dla UKF pozostają jednak niezmienione! Na oporniku anodowym (Ra = 22 kΩ) pojawia się wzmocniony sygnał, który trafia do gniazd wyjściowych przez układ separacji i filtracji w.cz. Straty w pasmach wysokich częstotliwości spowodowane przez C10 są kompensowane stosunkowo niską wartością kondensatora katodowego C8.
-- Całkowity pasmo przenoszenia pozostało bez zmian!
-- Wzmocnienie wynosi około 14 razy. Dzięki temu początkowe 65 mV zostaje podniesione do 910 mV.

P. Propozycje budowy
Budowa własnego odbiornika UKF wymaga pewnego doświadczenia w majsterkowaniu. Właśnie dlatego te odbiorniki superreakcyjne nie są idealnym projektem dla „początkujących”. Zbyt wiele czynników decyduje o sukcesie lub porażce. Szczególnie frustrujące bywa poczucie bezsilności, ponieważ bez nowoczesnych przyrządów pomiarowych przyczyny niepowodzeń często są trudne do odkrycia! Poza wymaganiem bardzo krótkiej drogi sygnałowej, indukcyjności są kluczowym czynnikiem.
Dobrym wzorem do budowy jest odbiornik UKF w wersji przystawki, dostępny na stronie Jogis Röhrenbude: www.jogis-roehrenbude.de/Oldies/UKW-Vor ... orsatz.htm.
Zbliżenia na (nieznacznie różniące się) cewki są szczególnie widoczne w "części odbiorczej UKW W" firmy GRUNDIG. Dane do nawinięcia cewek są również podane. Aby zredukować emisję zakłóceń, konieczne jest hermetyczne ekranowanie urządzenia.

Uwaga: Mój układ próbny służył TYLKO do tworzenia oscylogramów i był precyzyjnie dostrojony na 95 MHz! Z ruchomym rdzeniem podwójnym (w L6) można jednak objąć cały zakres częstotliwości. Składa się on z rdzenia UKF i oddzielnego rdzenia aluminiowego lub mosiężnego, umieszczonego w odległości około 5 mm, o długości około 10 mm.
Całość jest mocowana na dobrze osadzonej rurce plastikowej. Jeśli w cewce znajduje się tylko rdzeń z proszku żelazowego, ustawiona jest najniższa częstotliwość (maksymalna indukcyjność). W miarę wysuwania rdzenia, indukcyjność maleje. Gdy rdzeń aluminiowy lub mosiężny wchodzi do cewki, indukcyjność jeszcze bardziej maleje, aż osiągnięta zostanie najwyższa częstotliwość.

Tabela parametrów moich cewek:
L1: 4 zwoje, drut izolowany 0,5 mm, nawinięty na L2.
L2: 5 zwojów, miedź srebrzona 1 mm, nawinięte na rdzeniu UKF, średnica 8 mm.
L3: dławik, 39 µH.
L4: dławik, 1,5 µH.
L5: cewka z rdzeniem pierścieniowym, 17 x 17 mm, L ~ 400 mH.
L6: 3 zwoje, miedź 1,5 mm, długość 12 mm, z odczepem na środku.

Q. Podsumowanie
Kto podjął trud przeczytania tego dość obszernego tekstu, może odkryć, że w jednej lub drugiej publikacji można znaleźć odmienne przedstawienie i wyjaśnienia!
Chętnie podejmę dyskusję na ten temat, ponieważ kto jest bezbłędny?
Miło byłoby wyjaśnić, dlaczego ktoś uważa, że jego wyjaśnienie jest poprawne, a moje błędne! To jest właśnie duża zaleta w porównaniu do tekstów drukowanych: mogę to łatwo dostosować!


I jeszcze na koniec moja uwaga. Lampa PCF80 ma wersję 6.3V ECF80, produkowaną w ZSRR jako 6F1P. U nas popularnymi były lampy PCF82 / ECF82, tkórych parametry nieznacznie się rózniły od lampy ECF80 a co pozwala na ich zastosowanie praktycznie bez dokonywania zmian w przedstawionym układzie (choć jak ktoś z Was ma czas i osprzęt pomiarowy może ten układ zoptymalizować pod PCF82).