Obliczanie elementów prostego wzmacniacza

[Einherjer]

Teraz określimy prąd spoczynkowy tranzystorów mocy. Zastosuję tutaj pewną optymalizację, która może się niektórym nie spodobać. Dla minimalizacji zmian mocy wydzielanej w tranzystorach mocy przyjmiemy zależność P0=P, czyli moc tracona w tranzystorach mocy na biegu jałowym będzie równa mocy wydzielanej w tranzystorach przy pracy w klasie B. Obliczmy prąd spoczynkowy:
I0=0,5*P/V1=0,25A.

Na moje oko to oprócz zwiększenia mocy strat, pojawienia się dodatkowych zniekształceń przy przechodzeniu stopnia z klasy A do B i gorszej stabilności cieplnej to mamy tylko nieco większą moc w klasie A. Rzekoma poprawa liniowości stopnia przy zmniejszeniu rezystorów emiterowych to jak ma w zasadzie nastąpić?

[Misiek13]

Na moje oko to oprócz zwiększenia mocy strat, pojawienia się dodatkowych zniekształceń przy przechodzeniu stopnia z klasy A do B i gorszej stabilności cieplnej to mamy tylko nieco większą moc w klasie A. Rzekoma poprawa liniowości stopnia przy zmniejszeniu rezystorów emiterowych to jak ma w zasadzie nastąpić?

Jeżeli chodzi o liniowość stopnia końcowego to wychodzę z założenia, że będzie ona lepsza jeżeli impedancja wyjściowa tego stopnia jest niższa i bardziej stała. Rezystancja wyjściowa tranzystora w układzie OC jest tym mniejsza im większy płynie prąd emitera. Na ten temat rozpisywałem się wcześniej, gdy chciałem optymalizować układ quasikomplementarny z poprzedniego przykładu.
26mV jako wartość optymalną określono wcześniej i ten temat został dosyć ładnie przedstawiony w książce Boba Cordella. Przy takim spadku napięcia na rezystorze emiterowym układ komplementarny ma najbardziej stałe wzmocnienie.
Dodatkowo wysoki prąd spoczynkowy powoduje, że zmiany mocy traconej w tranzystorach będą mniejsze niż przy małym prądzie spoczynkowym co powinno ułatwić stabilizacje prądu spoczynkowego. Jest to spowodowane tym, że między złączem tranzystorów mocy a radiatorem jest pewna rezystancja termiczna a temperaturę mierzymy nie na złączu jak w ThermalTraku lecz na radiatorze. W przypadku naszych tranzystorów rezystancja złącze radiator będzie wynosiła ok 4K/W (2K/W złącze obudowa i dalsze 2K/W obudowa - radiator) co będzie źródłem błędu przy zmianach obciążenia. Załóżmy przypadek, że moc tracona w tranzystorach mocy będzie się zmieniała w zakresie 0,5-5W błąd pomiaru będzie się zmieniał od 2 do 20K co po przeliczeniu na mV da nam 4,6 - 46mV. Taka zmienność mocy spowoduje, że jesteśmy bez szans aby skutecznie stabilizować prąd spoczynkowy na tranzystorach mocy przy spadku napięcia 26mV na rezystorze emiterowym. W przypadku gdy moc tracona w tranzystorach mocy będzie stała i będzie wynosiła 5W błąd będzie również stały. Jeżeli moc będzie się zmieniała w zakresie 2W to błąd będzie wynosił "zaledwie" 8K czyli 18mV.
Taka jest moja teoria. W późniejszym czasie spróbuję to obronić w trakcie symulacji.

[Misiek13]

Witam ponownie

Z popularnymi 2N5551 i 2N5401 to radzę uważać ze względu na podróbki, STUDI o tym kiedyś pisał. Można jeszcze polecić popularny BC639, ma jednak inny rozkład wyprowadzeń.

Z tymi tranzystorami nie miałem złych doświadczeń. Kupiłem je jakieś 10 lat temu i część z nich pracuje we wzmacniaczu audio we wzmacniaczu różnicowym i źródle prądowym przy UCE około 70V.

[Misiek13]

Cześć,
żeby sprawdzić tezę o optymalnym prądzie spoczynkowym postanowiłem przeprowadzić symulację tego prostego układu. W czasie tej symulacji zmieniając napięcie na wejściu układu wyznaczyłem moc traconą w tranzystorze U1. Z lenistwa zastosowałem narzędzie zrobiłem to w następujący sposób:

W normalnym zakresie pracy, przy prądzie spoczynkowym 264mA moc tracona w U1 zmieniała się w zakresie 5,1-5,9W. W przypadku przesterowania moc zaczęła nieco spadać, ale ten przypadek mnie nie interesuje. Zmiana mocy traconej na poziomie 0,8W jest dla mnie do przyjęcia. Spowoduje ona zmianę napięcia na rezystorze emiterowym na poziomie 7,5mV czyli zmianę prąd spoczynkowego o 75mA.

Teraz wracamy do liczenia. Kolejnym etapem jest obliczenie prądu bazy U1 i U2. Sięgamy do karty katalogowej i odczytujemy współczynnik wzmocnienia. Producent gwarantuje współczynnik wzmocnienia na poziomie 750 oraz jeszcze podaje wartość typową współczynnika dla temperatury 25 stopni na poziomie 4500 dla NPN i 4000dla PNP. przy wyższych temperaturach złącza wzmocnienie wzrasta. Do obliczeń przyjmujemy wartość gwarantowaną, zatem prąd bazy będzie wynosił:
IB=Iwy/750=2,7mA.

[Misiek13]

Teraz obliczamy rezystory R6 i R7. Wcześniej napisałem:
viewtopic.php?p=417786#p417786
więc spróbuję się tego trzymać
Ir=(5 do 10)Ib=13,5-27mA
To chyba za dużo. Przy takim założeniu w Q2 będzie się wydzielała moc:
P=0,5*Ir*V1=270-540mW
Spróbujmy jednak obniżyć ten prąd do 10mA. Zatem:
(R6+R7)=0,5*V1/I=0,5*40V/10mA=2kΩ
Na schemacie rezystory R6 i R7 są równe i mają po 1kΩ. Wcześniej pisałem, że korzystniej jest gdy R6 ma wartość jak największą a R7 jak najmniejszą. Przyjmijmy stosunek 1/3. Wtedy otrzymujemy:
R6=1,5kΩ i R7=470Ω
Obliczany prąd bazy Q2. Jest on równy:
Ib=Ic/H21e
Dla BC546B będzie on wynosił:
I=10mA/200=50uA
Dla BF422 będzie on wynosił:
I=10mA/50=200uA
Obliczmy prąd kolektora tranzystora Q3. Musi on być kilkukrotnie większy niż prąd bazy Q2. Dla BF422 przyjmę, że będzie to 5 razy prąd bazy czyli 1mA. Dla BC546B pozostawię ta wartość niezmienioną. Obliczamy prąd płynący przez rezystor R8 dla wersji z BF422:
IR=ICQ3-IBQ2= 800uA
R8=UBEQ2/IR=0,6/800uA=750Ω
Dla BC546B będzie to 630Ω
Wybieram wartość ze środka R8=680Ω.
Czas na określenie wzmocnienia naszego układu. Wszystko zależy od koncepcji wzmacniacza napięciowego. W naszym układzie przyjmiemy, że chcemy mieć czułość około 500mV wartości szczytowej. Wzmocnienie będzie musiało wynosić 30.
Jeżeli założymy, że R13=100Ω R9 będzie musiał być 30x większy czyli R9=3kΩ

[Misiek13]

Obliczamy układ polaryzacji Q3.
Prąd bazy Q3 wynosi:
Ib=Ic/H21E
H21E dla tranzystora w grupie C przy przy prądzie 2mA wynosi 420-800. Na podstawie charakterystyk w karcie katalogowej szacujemy, że H21E dla prądu 1mA będzie wynosił 0,9 H21E dla 2mA czyli 380-720.
Prąd bazy będzie wynosił od 1,4 do 2,6uA.
Rezystor R12 jest odpowiedzialny za rezystancję wejściową układu. Ma też pewne ukryte znaczenie - z układu polaryzacji wprowadza zakłócenia na wejście. Ze względu na wprowadzanie zakłóceń dobrze by było, żeby jego wartość była dużo większa od rezystancji źródła sygnału. Powiedzmy, że źródłem sygnału jest wyjście wzmacniacza operacyjnego z rezystorem szeregowym 600Ω. Możemy w uproszczeniu powiedzieć, że źródło sygnału ma rezystancję wyjściową 600Ω. Gorzej będzie sytuacja wyglądała gdy między tym wzmacniaczem operacyjnym a wejściem układu mamy potencjometr 50kΩ do regulacji głośności, wpięty jak typowy dzielnik. Wówczas przy potencjometrze ustawionym na minimum mamy rezystancję źródła na pozioma kilku do kilkudziesięciu omów; na maksimum jest to 600Ω; natomiast w środku maksymalna wartość to 12,5kΩ. Aby zapewnić dodatkowe tłumienie zakłóceń na poziomie 10dB R12>3*12,5kΩ. Przyjmijmy R12=47kΩ.
Obliczmy spadek napięcia na R12 spowodowany prądem bazy:
U=Ib*R12=66-122mV
Obliczamy napięcie potrzebne nam w punkcie połączenia R10, R11 i R12
U=V1/2-UR9-UBEQ3-U=20V-3V-0,6V-(66 do122)mV=16,3V
Widać, że wpływ spadku napięcia R12 jest niewielki na dokładność wyliczeń i przyjąłem w zaokrągleniu stałą wartość 100mV.
Zakładamy rozsądną wartość R11=39kΩ. Nie jest to wartość krytyczna i będzie nam odpowiadała każda wartość z przedziału 10-100kΩ.
Obliczmy prąd, który musi płynąć przez R11 aby osiągnąć napięcie na połączeniu R10, R11 i R12 równe 16,3V.
I=(V1-16,3)/R11=0,608mA
Przez R10 będzie płynął nieco większy prąd będący sumą prądu płynącego przez R11 i R12.
IR10=0,608mA+(1,4 do 2,6)uA= 0,61mA
R10=16,3V/0,61mA=26,7kΩ
Przyjmujemy R10=27kΩ. W trakcie symulacji zobaczymy co z tego wyszło.

[Misiek13]

Teraz parę słów na temat układu kompensacji temperaturowej. Wcześniej napisałem parę słów tutaj:
viewtopic.php?p=417969#p417969
W układzie rolę czujnika temperatury pełni złącze BE tranzystora Q1, R5 służy do kompensacji wpływu zmian prądu płynącego przez rezystory R6 i R7, Rezystory R3 i R4 stanową dzielnik napięcia polaryzujący bazę Q1. Jako Q1 wybieramy tranzystor, którego złącze łatwo można połączyć termicznie z radiatorem. Idealne są tutaj tranzystory w obudowie TO126 lub TO220. Tranzystor Q1 powinien mieć także duże wzmocnienie prądowe. Z tego względu wybieramy tranzystor BD135-16. Producenci tego tranzystora są bardzo powściągliwi w podawaniu parametrów tego tranzystora. Jeden z producentów przedstawił charakterystykę wzmocnienia prądowego w funkcji prądu kolektora i z niej widać, że jego wzmocnienie podane dla 10mA jest praktycznie równe wzmocnieniu przy 150mA, możemy zatem przyjęć że jego minimalna wartość to 100. Dla ograniczenia wpływu zmian wzmocnienia prądowego przyjmujemy IR4 w zakresie 10-20 prądu bazy tranzystora. Rezystor R3 w układzie rzeczywistym będzie połączeniem szeregowym rezystora i potencjometru montażowego np. rezystor 470Ω i potencjometr 220Ω. Zastosowanie potencjometru szeregowo z R3 a nie R4 ma też na celu zabezpieczenie układu przed całkowitym zniszczeniem w przypadku uszkodzenia potencjometru.

[Misiek13]

Teraz obliczamy kondensatory C3, C4 i C5. Wzór i ogólna dyskusja na temat pojemności jest tutaj:
viewtopic.php?p=417483#p417483
Zaczynamy od końca. Dla 20Hz C5=995uF. Ze względu na potrzebny zapas na sumujące się spadki przyjmujemy wartość 2-4 razy większą. Ponieważ mam kondensator 3300uF/63V Vishay typ 056 to go tutaj zastosuję.
Dla R12=47kΩ obliczamy C3=169nF i dla R13=100Ω C4=79uF. Ze względu na ich mniejsze wymiary możemy przyjąć większe poprawki na spadek pasma, np rzędu 5-10. Wybieramy następujące wartości: C3=1uF i C4=470uF. Napięcie znamionowe dla nich wystarczy na poziomie 25V, jednak wybiorę 50V. W sklepie znalazłem kondensator Panasonic FR-A 470uF/50V o wymiarach 12,5x20mm, raster 5mm oraz kondensator 1uF/50V Jamicon TK o wymiarach 5x11mm, raster 2mm.
Obliczanie kondensatora C1. W celu minimalizacji zniekształceń na małych częstotliwościach ten kondensator powinien mieć największy zapas. Dla R7=470Ω C1=17uF. Przyjmujemy wartość 10-20 razy większą np 220uF/50V. W sklepie znalazłem Jamicon TK o wymiarach 10x12,5mm, raster 5mm.
Obliczanie kondensatora filtrującego C2. Spróbujmy go oszacować.
Warunek - tłumienie tętnień 100Hz na poziomie 80dB czyli 10000. Ponieważ są to szacunki i przy tak dużej różnicy przyprostokątnych błąd będzie niewielki nie będę stosował twierdzenia Pitagorasa do obliczeń. Reaktancja kondensatora dla 100Hz powinna być równa 1/10000 rezystancji źródła zakłóceń czyli równoległemu połączeniu R10=27kΩ i R11=39kΩ co daje 16kΩ, zatem Xc powinna wynosić 1,6Ω. Ze wzoru na pojemność wychodzi nam C2 równy 1000uF. Wartość nierealna przy takich rezystorach (RC=16s). Dodatkowo ze względu na swoja upływność ten kondensator może nigdy sięnie naładować. Musimy zadowolić się mniejszym tłumieniem, np 60dB i zastosować kondensator 100uF. Znowu wybieram kondensator ze sklepu Jamicon TK 8x11mm, raster 3,5mm. Później w czasie symulacji zobaczymy czy nasze szacunki były prawidłowe.

[Einherjer]

Na moje oko to oprócz zwiększenia mocy strat, pojawienia się dodatkowych zniekształceń przy przechodzeniu stopnia z klasy A do B i gorszej stabilności cieplnej to mamy tylko nieco większą moc w klasie A. Rzekoma poprawa liniowości stopnia przy zmniejszeniu rezystorów emiterowych to jak ma w zasadzie nastąpić?

Jeżeli chodzi o liniowość stopnia końcowego to wychodzę z założenia, że będzie ona lepsza jeżeli impedancja wyjściowa tego stopnia jest niższa i bardziej stała. Rezystancja wyjściowa tranzystora w układzie OC jest tym mniejsza im większy płynie prąd emitera. Na ten temat rozpisywałem się wcześniej, gdy chciałem optymalizować układ quasikomplementarny z poprzedniego przykładu.
26mV jako wartość optymalną określono wcześniej i ten temat został dosyć ładnie przedstawiony w książce Boba Cordella. Przy takim spadku napięcia na rezystorze emiterowym układ komplementarny ma najbardziej stałe wzmocnienie.
Dodatkowo wysoki prąd spoczynkowy powoduje, że zmiany mocy traconej w tranzystorach będą mniejsze niż przy małym prądzie spoczynkowym co powinno ułatwić stabilizacje prądu spoczynkowego. Jest to spowodowane tym, że między złączem tranzystorów mocy a radiatorem jest pewna rezystancja termiczna a temperaturę mierzymy nie na złączu jak w ThermalTraku lecz na radiatorze. W przypadku naszych tranzystorów rezystancja złącze radiator będzie wynosiła ok 4K/W (2K/W złącze obudowa i dalsze 2K/W obudowa - radiator) co będzie źródłem błędu przy zmianach obciążenia. Załóżmy przypadek, że moc tracona w tranzystorach mocy będzie się zmieniała w zakresie 0,5-5W błąd pomiaru będzie się zmieniał od 2 do 20K co po przeliczeniu na mV da nam 4,6 - 46mV. Taka zmienność mocy spowoduje, że jesteśmy bez szans aby skutecznie stabilizować prąd spoczynkowy na tranzystorach mocy przy spadku napięcia 26mV na rezystorze emiterowym. W przypadku gdy moc tracona w tranzystorach mocy będzie stała i będzie wynosiła 5W błąd będzie również stały. Jeżeli moc będzie się zmieniała w zakresie 2W to błąd będzie wynosił "zaledwie" 8K czyli 18mV.
Taka jest moja teoria. W późniejszym czasie spróbuję to obronić w trakcie symulacji.

Jedna sprawa to jak zmienia się temperatura złącza przy zmianie mocy od tej spoczynkowej do maksymalnej. Druga sprawa to stabilne utrzymanie prądu spoczynkowego, a tutaj mniejsze Re pogarsza stabilność pętli, bo zmniejsza się lokalne sprzężenie zwrotne, które tłumi również zmiany prądu emitera wywołane zmianami temperatury złącza. Przywoływany przez Ciebie Bob Cordell pisał też o tym.

[Misiek13]

Mamy już wartości większości elementów. Wstawiamy ja na schemacie.

Modele tranzystorów są z bibliotek LT Spice, ze strony LTwiki. Modele Darlingtonów są ze strony ON Semoconductor. Zaczynamy od symulacji punktu pracy. W tym celu uruchamiamy DC op pnt i sprawdzamy wyniki. Widać, że nie popełniliśmy większych błędów w obliczeniach. Na wyjściu w punkcie połączenia R1 i R2 mamy napięcie 20,2V, prąd płynący przez R1 264mA. po zwiększeniu napięcia zasilania do 45V napięcie na wyjściu ma wartość 22,3V, prąd R1 to 266mA, przy napięciu zasilania 35V napięcie wyjściowe to 18,1V, prąd R1 255mA. Wg mnie jest ok.
Uruchamiam symulację transient , czas 50us, źródło sygnał PWL jak poniżej.

Zrzut ekranu z 2024-10-01 19-43-57.png (10.3 KiB) Przejrzano 330 razy

Na wyjściu otrzymujemy:

Jest ok. Zmniejszamy wartość C6 do 5pF.

Pojawiają się niewielkie oscylacje. Przy pojemności C6=15pF oscylacje całkowicie znikają

W ten sposób określiliśmy optymalną wartość C6=15pF.
Mierzymy szybkość zmian napięcia na wyjściu. Narastanie:

30V/us. jak na taki sprzet nieźle.
Opadanie:

100V/us

[Misiek13]

Na moje oko to oprócz zwiększenia mocy strat, pojawienia się dodatkowych zniekształceń przy przechodzeniu stopnia z klasy A do B i gorszej stabilności cieplnej to mamy tylko nieco większą moc w klasie A. Rzekoma poprawa liniowości stopnia przy zmniejszeniu rezystorów emiterowych to jak ma w zasadzie nastąpić?

Jeżeli chodzi o liniowość stopnia końcowego to wychodzę z założenia, że będzie ona lepsza jeżeli impedancja wyjściowa tego stopnia jest niższa i bardziej stała. Rezystancja wyjściowa tranzystora w układzie OC jest tym mniejsza im większy płynie prąd emitera. Na ten temat rozpisywałem się wcześniej, gdy chciałem optymalizować układ quasikomplementarny z poprzedniego przykładu.
26mV jako wartość optymalną określono wcześniej i ten temat został dosyć ładnie przedstawiony w książce Boba Cordella. Przy takim spadku napięcia na rezystorze emiterowym układ komplementarny ma najbardziej stałe wzmocnienie.
Dodatkowo wysoki prąd spoczynkowy powoduje, że zmiany mocy traconej w tranzystorach będą mniejsze niż przy małym prądzie spoczynkowym co powinno ułatwić stabilizacje prądu spoczynkowego. Jest to spowodowane tym, że między złączem tranzystorów mocy a radiatorem jest pewna rezystancja termiczna a temperaturę mierzymy nie na złączu jak w ThermalTraku lecz na radiatorze. W przypadku naszych tranzystorów rezystancja złącze radiator będzie wynosiła ok 4K/W (2K/W złącze obudowa i dalsze 2K/W obudowa - radiator) co będzie źródłem błędu przy zmianach obciążenia. Załóżmy przypadek, że moc tracona w tranzystorach mocy będzie się zmieniała w zakresie 0,5-5W błąd pomiaru będzie się zmieniał od 2 do 20K co po przeliczeniu na mV da nam 4,6 - 46mV. Taka zmienność mocy spowoduje, że jesteśmy bez szans aby skutecznie stabilizować prąd spoczynkowy na tranzystorach mocy przy spadku napięcia 26mV na rezystorze emiterowym. W przypadku gdy moc tracona w tranzystorach mocy będzie stała i będzie wynosiła 5W błąd będzie również stały. Jeżeli moc będzie się zmieniała w zakresie 2W to błąd będzie wynosił "zaledwie" 8K czyli 18mV.
Taka jest moja teoria. W późniejszym czasie spróbuję to obronić w trakcie symulacji.

Jedna sprawa to jak zmienia się temperatura złącza przy zmianie mocy od tej spoczynkowej do maksymalnej. Druga sprawa to stabilne utrzymanie prądu spoczynkowego, a tutaj mniejsze Re pogarsza stabilność pętli, bo zmniejsza się lokalne sprzężenie zwrotne, które tłumi również zmiany prądu emitera wywołane zmianami temperatury złącza. Przywoływany przez Ciebie Bob Cordell pisał też o tym.

Tak. Zgadza się. Jednak nadal podejmuję wyzwanie. Nawet jeżeli przy uruchomieniu układu założenie okaże się błędne można będzie zastosować standardowe rezystory emiterowe. Chce sprawdzić, czy przy tak prostym układzie można uzyskać zadowalające zniekształcenia, bo na stosunek sygnał zakłócenia nie mam co liczyć.

[Misiek13]

Charakterystyka AC z daleka:

Bardziej interesujący nas fragment:

Pasmo przenoszenia 8Hz-3MHz.
W otwartej pętli. Ta symulacje wykonujemy przez włączenie szeregowo z R9 indukcyjności 1TH.

Wzmocnienie w otwartej pętli 77dB.

Przesunięcie fazowe dla wzmocnienia 30dB około 100 stopni.
Dla mnie wszystko ok.

[Misiek13]

Pomiar wpływu tętnień napięcia zasilania. Układ:

Tętnienia na kondensatorze C2:

Dla 100Hz wychodzi 67dB. Trochę nie trafiłem z szacunkami, na szczęście w dobra stronę.
Tętnienia na wejściu przy rezystancji źródła 12.5kΩ

Tętnienia na wyjściu:

Przydałoby się 10-20dB mniej.
Tętnienia na wyjściu przy rezystancji źródła 600Ω

[Misiek13]

Zniekształcenia dla 10kHz.
Amplituda napięcia wejściowego 1mV, wyjściowego 30mV:

10mV i 300mV:

20mV i 600mV:

40mV i 1,2V

100mV i 3V

200mV i 6V

300mV i 9V

400mV i 12V

500mV i 15V

Zniekształcenia tego układu są niższe niż poprzedniego. Dla małych sygnałów są niewielkie i wzrastają wraz ze wzrostem sygnału. Nie występuje lokalne maksimum zniekształceń przy kilkudziesięciu mV na wejściu.

[Misiek13]

Kolejna ważna symulacja. Zobaczmy jak przełączają się tranzystory mocy.

Na pierwszy rzut oka dobrze. Zobaczmy fragmenty w powiększeniu:

Wynik jest akceptowalny. Teraz zobaczmy co się dzieje z prądem spoczynkowym przy zmianach temperatury złącz tranzystorów. Na początku przypadek, gdy temperatury złącz są identyczne i zmieniają się od 0 do 100 stopni. Jest to przypadek uproszczony ale pokaże nam co się dzieje w układzie. W tym celu używamy polecenia .step temp 0 100 1 gdzie 0 to temperatura początkowa, 100 końcowa, 1 to krok.

Prąd spoczynkowy nam wzrasta z temperaturą czyli układ prawdopodobnie jest niewystarczająco skompensowany. Będziemy musieli nieco bardziej zastanowić się nad kompensacją temperaturową.