Wzmacniacz mocy na tranzystorach germanowych z eBay

[Romekd]

Czołem.

Ja tym czasem będę kontynuował wątek poboczny pomiarów wzmocnienia prądowego tranzystorów mocy. Na allegro można kupić obecnie tranzystory KD502 dobierane w pary i czwórki, w tym selekcjonowane, dla których

GWARANTOWANE wzmocnienie Beta > 80 (powyżej 80) podczas gdy katalogowo wzmocnienie Beta = 40

Załączona tam tabela faktycznie specyfikuje h21E na 40 przy Ic=2 A i Uce=4 V. Zapytałem sprzedawcę, czy wzmocnie jest przez niego mierzone w tym właśnie punkcie pracy. Dowiedziałem się, że nie. Zapytałem jak w takim razie jest ono mierzone, pytanie pozostało bez odpowiedzi. Nie zrażony postanowiłem kupić taką selekcjonowaną czwórkę i pomierzyć.
KD502_beta.png
Mimo, że nie wiadomo, w jakich warunkach było mierzone wzmocnienie w celu dobrania ich w czwórkę to dla Ic=2 A wynosi ono ponad 120. Mamy dwie prawie idealne pary a różnica pomiędzy nimi też nie jest duża. Uważam zakup za udany, mimo niepewności, która mu towarzyszyła.

Faktycznie charakterystyki dla par KD502 wyglądają podobnie, jednak mnie w obecnych czasach do tworzenia czegokolwiek na tych tranzystorach zniechęca ich niska częstotliwość graniczna, gwarantowana przez producenta na poziomie 2 MHz oraz niskie dopuszczalne napięcie przebicia Uce, wynoszące ledwie 60 V. Przy takim, dopuszczalnym napięciu budowa wzmacniacza o mocy większej od 50 W na obciążeniu 8 omów będzie już trudna w realizacji. We wzmacniaczu WSH-25 z napięciem zasilania bliskim ±40 V wymagane było zastosowanie tranzystorów KD503 o dopuszczalnym napięciu kolektor-emiter 80 V. Wzmacniacz oferował jedynie 65 W mocy wyjściowej na obciążeniu 4 Ω i ok. 40 W mocy maksymalnej na obciążeniu 8 Ω. Może dałoby się na nich zrobić mocniejszy wzmacniacz w układzie mostkowym... Z drugiej strony pozbyłem się większości radiatorów przystosowanych do montażu tranzystorów w obudowach TO-3 i miałbym obecnie problem z ich należytym chłodzeniem. Co do KD502 to w latach młodości rozciąłem jego obudowę by zobaczyć jak świeci w nim złącze baza-emiter, spolaryzowane zaporowo i zasilane napięciem ok. 10,5 V, przy którym złącze zachowuje się jak dioda Zenera dużej mocy. Przy prądzie 1,2 A i napięciu ok. 11 V struktura diody emitowała biało żółte światło. Ze dwa lata temu powtórzyłem ten eksperyment z młodości, wykonując zdjęcie - użyty w nim tranzystor miał być ponoć podróbką, jednak okazał się oryginalnym tranzystorem czeskiego producenta. Poniżej świecący prawie jak dioda elektroluminescencyjna tranzystor KD502.

Pozdrawiam
Romek

[isophon]

Faktycznie charakterystyki wyglądają podobnie, jednak mnie w obecnych czasach do tworzenia czegokolwiek na tych tranzystorach zniechęca ich niska częstotliwość graniczna, gwarantowana przez producenta na poziomie 2 MHz oraz niskie dopuszczalne napięcie przebicia Uce, wynoszące ledwie 60 V.

Ale chyba nie znaczy to, że nie można zbudować na nich dobrze brzmiącego wzmacniacza (np. coś na kształt Musicala Fidelity A1) ?
Skoro niby lepsze od 2N3055...

[Romekd]

Czołem.
Wracając jeszcze do parametrów radiatora i konieczności jego stosowania.

Romku, twój pomiar temperatury zupełnie mnie zaskoczył. Wydawało mi się, że najbardziej gorącym elementem tego układu będą tranzystory, a tu niespodzianka.
Tak sobie myślę, czy radiator jest potrzebny, czy nie lepiej byłoby tranzystory przymocować do blachy obudowy?

Zbadałem zachowanie się układu pozbawionego zewnętrznego radiatora (pozostał jedynie aluminiowy kątownik, na którym zamocowane są tranzystory mocy). Na kątowniku i tranzystorach nalepiłem kawałki folii w kolorze czarnym, by zmniejszyć błędy podczas pomiaru (wyniki pomiaru temperatury przedmiotów o metalicznym połysku /tranzystory, radiatory itp./ mogą być obarczone sporym błędem, co wyraźnie widać na tranzystorach mocy).

W takich warunkach przy temperaturze powietrza w pracowni wynoszącej 20°C i przy obciążeniu modułu (zasilanego napięciem 24 V) rezystorem 8 Ω temperatura tranzystorów wyjściowych osiągnęła 45°C, a aluminiowego kątownika 40°C (rezystory 1Ω nagrzewały się do 74°C). Po zmniejszeniu rezystancji obciążenia do 4 Ω (przy tym samym napięciu zasilania) temperatura tranzystorów na kątowniku po kilkunastu minutach osiągnęła prawie 50°C, a rezystorów zbliżyła się do 125°C (rezystory te ogrzewały diody kompensacji temperaturowej, przez co prąd spoczynkowy tranzystorów 1T906 zmieniał się tylko minimalnie).
Tak przedstawiały się temperatury podzespołów modułu dla obciążenia 8 Ω:

A tak dla 4 Ω.

Myślę że przy obciążeniu wyjść modułów zestawami głośnikowymi o module impedancji 8 Ω wystarczy aluminiowe kątowniki przykręcić do metalowej obudowy wzmacniacza, a przy obciążeniu zestawami 4 Ω przydatny będzie jednak dodatkowy radiator, chyba że obudowa wzmacniacza będzie wykonana z grubszej blachy aluminiowej, gdyż wówczas radiator może również okazać się zbędny.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Parametry techniczne drugiego modułu były zbliżone do parametrów tego pierwszego. Mniejszy był jedynie prąd spoczynkowy, którego wartość w obu modułach w ogóle była dużo za niska. Przy oryginalnie zamontowanym kondensatorze millerowskiej kompensacji częstotliwościowej (560 pF) przebieg prostokątny o częstotliwości 20 kHz, 30 kHz i 40 kHz na ekranie oscyloskopu wyglądał następująco.

20 kHz

30 kHz

40 kHz

Po zmianie pojemności kondensatora C10 na 140 pF i dodaniu kondensatora C5 o pojemności 120 pF oraz dwójnika RL (równolegle połączony dławik 3 μH i rezystor 10 Ω), włączonego szeregowo z obciążeniem, przebiegi wyglądały dużo lepiej, co widać na kolejnych oscylogramach.

20 kHz

30 kHz

40 kHz

Przebieg o częstotliwości 100 Hz rysował się na ekranie oscyloskopu w sposób widoczny poniżej:

Kolejne oscylogramy pokazują kształty zbocza narastającego i opadającego fali prostokątnej o częstotliwości 20 kHz w zależności od pojemności kondensatora C10:

Zbocze narastające dla C10 = 560 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 2,5 μs):

Zbocze opadające dla C10=560 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 2,5 μs):

Zbocze narastające dla C10 = 560 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 1 μs)

Zbocze opadające dla C10=560 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 1 μs):

Po zmianie wartości kondensatorów zbocza przebiegu prostokątnego wyglądały następująco:

Zbocze narastające dla C10 = 140 pF i C5 = 120 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 1 μs):

Zbocze opadające dla C10 = 140 pF i C5 = 120 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 1 μs)

Zbocze narastające dla C10 = 140 pF i C5 = 120 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 250 ns):

Zbocze opadające dla C10 = 140 pF i C5 = 120 pF (podstawa czasu w oscyloskopie 250 ns)

Na wykresach widać pewną zwłokę w sygnale wyjściowym, występującą po podaniu na wejście przebiegu prostokątnego (przez ten czas napięcie na wyjściu wzmacniacza nie zmienia się). Dla kondensatora o pojemności 560 pF wynosi ona niecałą 1 μs, a po zmniejszeniu pojemności kondensatora zwłoka ta wynosi ok. 500 ns.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Poniżej wyniki pomiaru zniekształceń THD dla kilku wartości prądu spoczynkowego przy mocy wyjściowej 100 mW. Pokazują one, że za duże zniekształcenia wzmacniacza przy niskich poziomach wysterowania odpowiadają przede wszystkim tranzystory mocy z tranzystorami sterującymi, połączone w układzie quasi-komplementarnym.

Teoretycznie przy rezystorach emiterowych w stopniu końcowym o wartości 1 Om, optymalny prąd spoczynkowy powinien wynosić 26 mV i faktycznie zniekształcenia są wtedy mniejsze niż przy 50 mA, gdzie zapewne zamiast "dołka" wzmocnienia w okolicy zera pojawia się "górka". Przy jeszcze większych prądach spoczynkowych i 100 mW oddawanej mocy stopień wyjściowy nie wychodzi z klasy A i stąd jeszcze niższe zniekształcenia.

Dla mocy wyjściowej 100 mW faktycznie przy prądzie spoczynkowym równym 25 mA zniekształcenia wypadły niższe niż przy prądzie spoczynkowym 50 mA . Jednak dla mocy wyjściowych jeszcze niższych sytuacja była już odwrotna, np. przy mocy wyjściowej 50 mW/8 Ω (co wywoływało przepływ w obciążeniu prądu szczytowego 112 mA) i prądzie spoczynkowym 25 mA zniekształcenia THD wynosiły 0,12%, gdy przy prądzie spoczynkowym 50 mA miały wartość zaledwie 0,045%, czyli były ponad 2,5 razy niższe.

Jednak zamieszczę więcej wyników moich badań, przeprowadzonych dla drugiego modułu, bo może pozwolą one dokładniej przeanalizować opisywany w wątku wzmacniacz.
Poniżej zniekształcenia THD dla prądu spoczynkowego 25 mA i kilku wartości mocy wyjściowej na obciążeniu 8 Ω.

A w następnych załącznikach poziomy THD dla prądu spoczynkowego 50 mA.

Zbadałem również poziomy zniekształceń THD modułu dla obciążenia 4 Ω i dla prądu spoczynkowego 25 mA wypadły one tak:

Natomiast dla prądu spoczynkowego 50 mA na obciążeniu 4 Ω wypadły następująco.

Zwiększanie prądu spoczynkowego obniża poziomy zniekształceń THD dla bardzo małych mocy wyjściowych, a dla dużych niewiele zmienia, poza podniesieniem całkowitych strat mocy we wzmacniaczu...

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

i Jeszcze zniekształcenia drugiego modułu dla obciążenia 4 Ω przed podniesieniem prądu spoczynkowego. Prąd ten przed przeróbką wynosił od 3 do 3,5 mA.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

I na koniec wyniki pomiarów wzmacniacza po usunięciu rezystora (R15) z obwodu emitera górnego tranzystora VT6 i przełączeniu rezystora R14 z wyjścia na emiter tranzystora VT7. Dla przypomnienia schemat z podanymi napięciami występującymi bez wysterowania na drugim z podesłanych mi modułów dla napięcia zasilania 24,000 V.

Zmiany te miały na celu obniżenie prądów tranzystorów sterujących przy większym wysterowaniu wzmacniacza, co powinno pozytywnie wpłynąć na zniekształcenia THD przy większych poziomach mocy wyjściowej, przy niewielkim tylko pogorszeniu parametrów układu dla niskich poziomów mocy oddawanej. Poniżej wyniki przerobionego układu dla ustawionego prądu spoczynkowego 25 mA.

Gwoli ścisłości (by nie doczepił się jakiś złośliwiec, zarzucając mi brak wiedzy w tym temacie) - maksymalne straty mocy wzmacniacza pracującego w klasie AB (a więc również maksymalna temperatura tranzystorów wyjściowych) przy wysterowaniu sygnałem sinusoidalnym występują nie dla pełnej mocy wyjściowej, a dla amplitudy równej, o ile dobrze z dzieciństwa pamiętam 2/Pi, liczonej w stosunku do napięć występujących na tranzystorach końcowych. W tym przypadku napięcia te wynoszą ok. 12 V na tranzystor, czyli dla sygnału o amplitudzie równej 7,639 V lub wartości skutecznej ok. 5,4 V na wyjściach tranzystorów mocy (przed rezystorami R16 i R17) powinny wystąpić w tranzystorach największe straty mocy. Przy obliczeniach rezystancję oporników R16 i R17 powinno się dodać do rezystancji obciążenia (dla 8 Ω wynosiłaby ona 9 Ω, a dla 4 Ω byłoby to odpowiednio 5 Ω) i dopiero po uwzględnieniu tych wszystkich składników moc dla której tranzystory osiągną maksymalną temperaturę przy obciążeniu 8 Ω wynosi ok. 2,9 W, a dla obciążenia 4 Ω będzie to ok. 4,7 W. W wolnym czasie sprawdzę jeszcze raz te wyliczenia i zmierzę jaką temperaturę uzyskają tranzystory przy tych mocach i obciążeniach.

Pozdrawiam
Romek

[Einherjer]

Poniżej wyniki pomiaru zniekształceń THD dla kilku wartości prądu spoczynkowego przy mocy wyjściowej 100 mW. Pokazują one, że za duże zniekształcenia wzmacniacza przy niskich poziomach wysterowania odpowiadają przede wszystkim tranzystory mocy z tranzystorami sterującymi, połączone w układzie quasi-komplementarnym.

Teoretycznie przy rezystorach emiterowych w stopniu końcowym o wartości 1 Om, optymalny prąd spoczynkowy powinien wynosić 26 mV i faktycznie zniekształcenia są wtedy mniejsze niż przy 50 mA, gdzie zapewne zamiast "dołka" wzmocnienia w okolicy zera pojawia się "górka". Przy jeszcze większych prądach spoczynkowych i 100 mW oddawanej mocy stopień wyjściowy nie wychodzi z klasy A i stąd jeszcze niższe zniekształcenia.

Dla mocy wyjściowej 100 mW faktycznie przy prądzie spoczynkowym równym 25 mA zniekształcenia wypadły niższe niż przy prądzie spoczynkowym 50 mA . Jednak dla mocy wyjściowych jeszcze niższych sytuacja była już odwrotna, np. przy mocy wyjściowej 50 mW/8 Ω (co wywoływało przepływ w obciążeniu prądu szczytowego 112 mA) i prądzie spoczynkowym 25 mA zniekształcenia THD wynosiły 0,12%, gdy przy prądzie spoczynkowym 50 mA miały wartość zaledwie 0,045%, czyli były ponad 2,5 razy niższe.

Wszystko się zgadza, 112 mA prądu szczytowego przy 50 mA prądu spoczynkowego to ledwie poza granicą klasy A, stąd dużo niższe zniekształcenia.

[Einherjer]

Czołem.

Ja tym czasem będę kontynuował wątek poboczny pomiarów wzmocnienia prądowego tranzystorów mocy. Na allegro można kupić obecnie tranzystory KD502 dobierane w pary i czwórki, w tym selekcjonowane, dla których

GWARANTOWANE wzmocnienie Beta > 80 (powyżej 80) podczas gdy katalogowo wzmocnienie Beta = 40

Załączona tam tabela faktycznie specyfikuje h21E na 40 przy Ic=2 A i Uce=4 V. Zapytałem sprzedawcę, czy wzmocnie jest przez niego mierzone w tym właśnie punkcie pracy. Dowiedziałem się, że nie. Zapytałem jak w takim razie jest ono mierzone, pytanie pozostało bez odpowiedzi. Nie zrażony postanowiłem kupić taką selekcjonowaną czwórkę i pomierzyć.
KD502_beta.png
Mimo, że nie wiadomo, w jakich warunkach było mierzone wzmocnienie w celu dobrania ich w czwórkę to dla Ic=2 A wynosi ono ponad 120. Mamy dwie prawie idealne pary a różnica pomiędzy nimi też nie jest duża. Uważam zakup za udany, mimo niepewności, która mu towarzyszyła.

Faktycznie charakterystyki dla par KD502 wyglądają podobnie, jednak mnie w obecnych czasach do tworzenia czegokolwiek na tych tranzystorach zniechęca ich niska częstotliwość graniczna, gwarantowana przez producenta na poziomie 2 MHz oraz niskie dopuszczalne napięcie przebicia Uce, wynoszące ledwie 60 V. Przy takim, dopuszczalnym napięciu budowa wzmacniacza o mocy większej od 50 W na obciążeniu 8 omów będzie już trudna w realizacji. We wzmacniaczu WSH-25 z napięciem zasilania bliskim ±40 V wymagane było zastosowanie tranzystorów KD503 o dopuszczalnym napięciu kolektor-emiter 80 V. Wzmacniacz oferował jedynie 65 W mocy wyjściowej na obciążeniu 4 Ω i ok. 40 W mocy maksymalnej na obciążeniu 8 Ω. Może dałoby się na nich zrobić mocniejszy wzmacniacz w układzie mostkowym... Z drugiej strony pozbyłem się większości radiatorów przystosowanych do montażu tranzystorów w obudowach TO-3 i miałbym obecnie problem z ich należytym chłodzeniem. Co do KD502 to w latach młodości rozciąłem jego obudowę by zobaczyć jak świeci w nim złącze baza-emiter, spolaryzowane zaporowo i zasilane napięciem ok. 10,5 V, przy którym złącze zachowuje się jak dioda Zenera dużej mocy. Przy prądzie 1,2 A i napięciu ok. 11 V struktura diody emitowała biało żółte światło. Ze dwa lata temu powtórzyłem ten eksperyment z młodości, wykonując zdjęcie - użyty w nim tranzystor miał być ponoć podróbką, jednak okazał się oryginalnym tranzystorem czeskiego producenta. Poniżej świecący prawie jak dioda elektroluminescencyjna tranzystor KD502.
KD502.jpg

Aż mnie naszła ochota, żeby oskalpować jeden KD502 i zobaczyć na własne oczy. Pisząc o udanym zakupie miałem na myśli, że miały być 4 sztuki KD502 o podobnym i większym od typowego wzmocnieniu prądowy i faktycznie takie są. W żadnym wypadku nie przedstawiam ich jako lepszych, albo nawet porównywalnych z nowoczesnymi tranzystorami mocy typu 2SC5200 czy MJL3281, które mają wykres hFE w funkcji Ic płaski jak stół aż do kilku amperów i częstotliwość graniczną 30 MHz. Jeżeli jednak ktoś chce zbudować wzmacniacz z "metalowymi" tranzystorami z demoludów to chyba jest to nie najgorszy (a może nawet najlepszy?) wybór. A jeśli komuś zależy na trochę większej mocy to może użyć KD503, jestem przekonany, że KD501/2/3 to ta sama struktura, tylko odpowiednio selekcjonowane. Częstotliwość graniczna 2 MHz nie jest tak tragiczna, wszak 2N3055 mają tylko 800 kHz a zachodnie MJ15003 4 MHz.

[Einherjer]

Faktycznie charakterystyki wyglądają podobnie, jednak mnie w obecnych czasach do tworzenia czegokolwiek na tych tranzystorach zniechęca ich niska częstotliwość graniczna, gwarantowana przez producenta na poziomie 2 MHz oraz niskie dopuszczalne napięcie przebicia Uce, wynoszące ledwie 60 V.

Ale chyba nie znaczy to, że nie można zbudować na nich dobrze brzmiącego wzmacniacza (np. coś na kształt Musicala Fidelity A1) ?
Skoro niby lepsze od 2N3055...

Musical Fidelity A1 miał komplementarną parę tranzystorów wyjściowych (2N3055/ MJ2955), ale quasi-komplementarną wersję też by się dało zrobić. Zaprezentowane przeze mnie pomiary miały na celu przede wszystkim zaspokojenie mojej własnej ciekawości, ale mam też nadzieję, że będą miały pewną wartość dydaktyczną i jeżeli komuś przyjdzie ochota zbudować wzmacniacz z tranzystorami mocy w obudowach TO-3 to skłonią one do dokonania wyboru bardziej na podstawie faktycznych parametrów tranzystorów niż etykietek typu "kultowy" czy opinii przedstawianych na niektórych forach jako fakty. Dla pewnego obrazu przydałyby się jeszcze jakieś "MJty", muszę się zaopatrzyć.

[Jurek O]

A może by tak spróbować na TIP35/36
Mit KD502 i 2N3055 panuje nie tylko wśród audiofili. Np. wielu krótkofalowców jak zobaczy zasilacz wykonany na właśnie tych tranzystorach to wpada w zachwyt. I nijak nie idzie im wbić do głowy, że dziś są produkowane o wiele lepsze elementy. W sumie się nie dziwię, ponieważ sam mam do nich sentyment i parę sztuk w szuflandi jest.

[Einherjer]

TIP35 to już plastik. A jak robić na plastikach to możliwie najlepszych, po co na tak przestarzałych? W KD502 najbardziej podobają mi się te zaokrąglone kapsle z przetłoczeniem dookoła

[Janusz]

A może by tak spróbować na TIP35/36
Mit KD502 i 2N3055 panuje nie tylko wśród audiofili. Np. wielu krótkofalowców jak zobaczy zasilacz wykonany na właśnie tych tranzystorach to wpada w zachwyt. I nijak nie idzie im wbić do głowy, że dziś są produkowane o wiele lepsze elementy. W sumie się nie dziwię, ponieważ sam mam do nich sentyment i parę sztuk w szuflandi jest.

Są lepsze i lepiej podrabiane
Kiedyś, co prawda była to zabawa a nie doświadczenie, rozpraszałem sobie na jednym KD502, przymocowanym do typowego profilu A4129 dług. ok 15cm chłodzonego wentylatorem, całe 150W mocy. Czyli 30V/ 5A, bo zasilacz nie oferował większego prądu. Tranzystor przetrwał i nie stwierdziłem jakiegoś powiększenia prądów zerowych, czy zmian w napięciach przewodzenia złączy.

[Romekd]

Czołem.

Poniżej wyniki pomiaru zniekształceń THD dla kilku wartości prądu spoczynkowego przy mocy wyjściowej 100 mW. Pokazują one, że za duże zniekształcenia wzmacniacza przy niskich poziomach wysterowania odpowiadają przede wszystkim tranzystory mocy z tranzystorami sterującymi, połączone w układzie quasi-komplementarnym.

Teoretycznie przy rezystorach emiterowych w stopniu końcowym o wartości 1 Om, optymalny prąd spoczynkowy powinien wynosić 26 mV i faktycznie zniekształcenia są wtedy mniejsze niż przy 50 mA, gdzie zapewne zamiast "dołka" wzmocnienia w okolicy zera pojawia się "górka". Przy jeszcze większych prądach spoczynkowych i 100 mW oddawanej mocy stopień wyjściowy nie wychodzi z klasy A i stąd jeszcze niższe zniekształcenia.

Wszystko się zgadza, 112 mA prądu szczytowego przy 50 mA prądu spoczynkowego to ledwie poza granicą klasy A, stąd dużo niższe zniekształcenia.

W takim razie dla jakiego przedziału mocy wyjściowej zniekształcenia wzmacniacza z prądem spoczynkowym 26 mA powinny być wyraźnie mniejsze niż dla prądu spoczynkowego równego 50 mA? Przy większych mocach nie widać praktycznie żadnej różnicy w THD, która wskazywałaby, że 26 mA jest dla rezystorów "emiterowych" o wartości 1 Ω prądem najbardziej korzystnym. Poniżej wyniki przy mocy 500 mW, 1000 mW i 2000 mW i przy obciążeniu wyjścia rezystancją 8 Ω dla prądów spoczynkowych 25 i 50 mA.

Dla 25 mA:







Dla 50 mA:






Ja tu nie widzę lepszych parametrów dla prądu spoczynkowego 25 mA Za to przy mniejszych mocach wyjściowych ustawienie prądu spoczynkowego 50 mA daje bardzo dużą poprawę parametrów.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Aż mnie naszła ochota, żeby oskalpować jeden KD502 i zobaczyć na własne oczy. Pisząc o udanym zakupie miałem na myśli, że miały być 4 sztuki KD502 o podobnym i większym od typowego wzmocnieniu prądowy i faktycznie takie są. W żadnym wypadku nie przedstawiam ich jako lepszych, albo nawet porównywalnych z nowoczesnymi tranzystorami mocy typu 2SC5200 czy MJL3281, które mają wykres hFE w funkcji Ic płaski jak stół aż do kilku amperów i częstotliwość graniczną 30 MHz. Jeżeli jednak ktoś chce zbudować wzmacniacz z "metalowymi" tranzystorami z demoludów to chyba jest to nie najgorszy (a może nawet najlepszy?) wybór. A jeśli komuś zależy na trochę większej mocy to może użyć KD503, jestem przekonany, że KD501/2/3 to ta sama struktura, tylko odpowiednio selekcjonowane. Częstotliwość graniczna 2 MHz nie jest tak tragiczna, wszak 2N3055 mają tylko 800 kHz a zachodnie MJ15003 4 MHz.

Wstrzymaj się z rozbieraniem KD502. Wydajność "świetlna" takiego tranzystorowego "LED-a" jest bardzo niska. By w całkiem ciemnym pomieszczeniu dostrzec świecenie struktury KD502 potrzebny jest prąd na poziomie 50 mA. Zdjęcie, które pokazałem wcześniej zrobiłem przy przepływie prądu 1,2 A w zaciemnionym pomieszczeniu, przy stosunkowo długiej migawce. Samo zjawisko świecenia struktur krzemowych dostrzegłem kilkadziesiąt lat temu, badając czułość tranzystorów na światło o różnej długości. Nie wyłączyłem układu z kilkoma tranzystorami, w których wycięte zostały górne części obudów, z których jeden pracował jako dioda Zenera. W ciemności dostrzegłem delikatne świecenie struktury tego tranzystora. Poniżej masz dwa zdjęcia wykonane wczoraj. Na pierwszym znajduje się tranzystora KD502, pracujący jako "dioda Zenera" o napięciu 11,4 V przy prądzie 3 A. Drugie zdjęcie przedstawia strukturę tranzystora BC313, pracującego z prądem baza-emiter (włączony w kierunku zaporowym) równym 300 mA, na którym występuje napięcie Zenera o wartości ok. 7,5 V. Oczywiście tranzystor został przeze mnie umieszczony na radiatorze (styka się dołem przez dobrze przewodzącą ciepło pastę), a samo zdjęcie zrobiłem przy pomocy mikroskopu.

Co do tranzystorów 2N3055, to na początku produkowano je w innej technologii i wtedy ich częstotliwość graniczna wynosiła jedynie 800 kHz. Późniejsze miały już fT = 3...4 MHz, ale zdecydowanie mniejszą dopuszczalną moc przy wyższych napięciach kolektor-emiter. Pisałem o tym kilkanaście lat temu, podając charakterystyki obu typów tranzystorów, w temacie z liku poniżej.

https://www.forum-trioda.pl/viewtopic.p ... 81#p151381

Pozdrawiam
Romek