Forum stowarzyszenia „Trioda” - nowy serwer

Czołem.

Nieliniowy pisze: ↑pn, 20 grudnia 2021, 06:00 Pytanie być może nie do końca na temat..
Dlaczego kondensator C17 2200 uF 10 V nie jest bipolarny? W wielu konstrukcjach profesjonalnych, nawet w naszym Radmorze, kondensatory w pętli USZ są zwykle elektrolityczne z polaryzacją. Wydawało by się ze w tym miejscu jest czyste napięcie przemienne w stosunku do masy.

Na tym kondensatorze zawsze występuje jakaś niewielka składowa stała napięcia, choćby ze względu na prąd baz tranzystorów we wzmacniaczu różnicowym. Przeważnie jest ona niższa od 200 mV (w dobrych wzmacniaczach, choćby w tym przedstawionym przez Kol. ciasteczkowypotwor, może mieć jeszcze dużo mniejszą wartość) i dla niskich częstotliwości (bliskich dolnej częstotliwości granicznej) na kondensatorze mogą pojawić się chwilowe wartości o niezgodnej z zalecaną dla kondensatora polaryzacją. W takich momentach w sygnale wyjściowy wzmacniacza mogą rosnąć zniekształcenia harmoniczne. Kilka razy widywałem, że producent w pętli sprzężenia zwrotnego umieszczał dwa szeregowo połączone kondensatory elektrolityczne o dwukrotnie większej pojemności i środkowe połączenie tych kondensatorów podłączał pod wyjście dzielnika rezystorowego, tak by na obu kondensatorach występowała składowa stała DC zgodna z ich właściwym spolaryzowaniem (dużo większa od składowej zmiennej AC). Niestety nie pamiętam już jakie to były modele wzmacniaczy i kto był ich producentem

Pozdrawiam
Romek

Fragment układu, który zaprezentował Kolega Einherjer jest podobny do tego z Ugody - wzmacniacza, który swoje początki ma chyba z forum AudioStereo.pl w tym wątku https://www.audiostereo.pl/topic/7837-wzmacniacz-ugoda/.
W tym wypadku w dokumentacji do tego wzmacniacza nazywane to jest "korekcją Hawksforda" i odpowiada za niską impedancję wyjściową stopnia końcowego.
Od ponad dekady dwa takie monobloki u mnie działają, brzmieniowo wypas. No i mają piękną cechę - nie kłaniają się zestawom głośnikowym o niskiej impedancji.
Fragment z instrukcji uruchomieniowej:

Następną rzeczą jest regulacja układu korekcji Hawksforda. Do tego
niezbędne jest źródło sygnału np. 1 kHz i oscyloskop. W przypadku jego
braku można użyć miernika uniwersalnego, z tym, że trzeba pamiętać, ze
jego pomiary dla napięć zmiennych mają sens raczej przy częstotliwościach
poniżej 1 kHz. Ale nie są tu potrzebne dokładne wyniki tylko wskazania
porównawcze.
Do wyjścia wzmacniacza podłącza się opornik obciążeniowy o malej
oporności (ja używałem 2 ohm) o odpowiednio dużej mocy.
Na wejście wzmacniacza podaje się sygnał np. 50mV sinus 1 kHz.
Obserwujemy sygnał na oscyloskopie (ewentualnie mierzymy napięcie na
wyjściu). Powinno być wielkości ok. 1 V.
Obserwując dalej napięcie wyjściowe odłączamy obciążenie z zacisków
wzmacniacza. Kręcąc potencjometrem R26 doprowadzamy do takiego momentu,
gdy nie daje się zaobserwować już praktycznie żadnych zmian w wielkości
napięcia na wyjściu dla obu przypadków: z obciążeniem i bez.
W ten sposób mamy ustawioną korekcję na maksimum, co daje również
największy współczynnik tłumienia.

W moim wypadku chodzi o elektrostaty Quad ESL-63 - impedancja dla wyższych rejestrów potrafi zejść do 2 Ω, co zupełnie na Ugodzie nie robi wrażenia, a jest jak najbardziej naturalnym zjawiskiem dla tego typu przetworników.

AZ12 pisze: ↑pn, 20 grudnia 2021, 12:01 Witam

Nieliniowy pisze: ↑pn, 20 grudnia 2021, 06:00 Dlaczego kondensator C17 2200 uF 10 V nie jest bipolarny? W wielu konstrukcjach profesjonalnych, nawet w naszym Radmorze, kondensatory w pętli USZ są zwykle elektrolityczne z polaryzacją. Wydawało by się ze w tym miejscu jest czyste napięcie przemienne w stosunku do masy.

Amplituda napięcia przemiennego jest w tym miejscu niewielka i zastosowanie kondensatora elektrolitycznego aluminiowego jest z tego względu dopuszczalne. Można go się całkiem pozbyć, jednak ze względu na dość duże napięcie niezrównoważenia i duże prądy wejściowe bipolarnych tranzystorów (znacznie większe niż w scalonych wzmacniaczach operacyjnych) dyskretnego wzmacniacza różnicowego w stopniu wejściowym potrzebna by była kompensacja. W tym celu wykorzystuje się tzw. DC servo:

https://sound-au.com/articles/dc-servo.htm

Niedawno oszacowałem z jakimi napięciami stałymi i przemiennymi możemy mieć do czynienia na kondensatorze w pętli USZ w typowym wzmacniaczu:
https://www.forum-trioda.pl/viewtopic.p ... 99#p387899
Większy powód do niepokoju powinny dawać kondensatory elektrolityczne w zwrotnicach których jakość została bardzo trafnie dobrana do jakości pozostałych elementów kolumny, bo tam mamy do czynienia z całkiem już konkretnymi amplitudami napięcia przemiennego. W przytoczonym wyżej poście przedstawiłem także mechanizm powstawania zniekształceń nieliniowych na takich kondensatorach w stanach nieustalonych, a niemożliwych do wykrycia gdy się mierniczy przy ustalonej amplitudzie sygnału sinusoidalnego.

Krzysztof_M pisze: ↑pn, 20 grudnia 2021, 15:40 Fragment układu, który zaprezentował Kolega Einherjer jest podobny do tego z Ugody - wzmacniacza, który swoje początki ma chyba z forum AudioStereo.pl w tym wątku https://www.audiostereo.pl/topic/7837-wzmacniacz-ugoda/.
W tym wypadku w dokumentacji do tego wzmacniacza nazywane to jest "korekcją Hawksforda" i odpowiada za niską impedancję wyjściową stopnia końcowego.
Od ponad dekady dwa takie monobloki u mnie działają, brzmieniowo wypas. No i mają piękną cechę - nie kłaniają się zestawom głośnikowym o niskiej impedancji.
Fragment z instrukcji uruchomieniowej:

Następną rzeczą jest regulacja układu korekcji Hawksforda. Do tego
niezbędne jest źródło sygnału np. 1 kHz i oscyloskop. W przypadku jego
braku można użyć miernika uniwersalnego, z tym, że trzeba pamiętać, ze
jego pomiary dla napięć zmiennych mają sens raczej przy częstotliwościach
poniżej 1 kHz. Ale nie są tu potrzebne dokładne wyniki tylko wskazania
porównawcze.
Do wyjścia wzmacniacza podłącza się opornik obciążeniowy o malej
oporności (ja używałem 2 ohm) o odpowiednio dużej mocy.
Na wejście wzmacniacza podaje się sygnał np. 50mV sinus 1 kHz.
Obserwujemy sygnał na oscyloskopie (ewentualnie mierzymy napięcie na
wyjściu). Powinno być wielkości ok. 1 V.
Obserwując dalej napięcie wyjściowe odłączamy obciążenie z zacisków
wzmacniacza. Kręcąc potencjometrem R26 doprowadzamy do takiego momentu,
gdy nie daje się zaobserwować już praktycznie żadnych zmian w wielkości
napięcia na wyjściu dla obu przypadków: z obciążeniem i bez.
W ten sposób mamy ustawioną korekcję na maksimum, co daje również
największy współczynnik tłumienia.

W moim wypadku chodzi o elektrostaty Quad ESL-63 - impedancja dla wyższych rejestrów potrafi zejść do 2 Ω, co zupełnie na Ugodzie nie robi wrażenia, a jest jak najbardziej naturalnym zjawiskiem dla tego typu przetworników.

Tak, to jest uproszczony schemat stopnia końcowego z "korekcją Hawksforda" (od nazwiska prof. Malcolma Hawksforda), pełny schemat można znaleźć tutaj http://www.cordellaudio.com/papers/MOSFET_Power_Amp.pdf Powiedziałbym tylko, że obniżenie rezystancji wyjściowej jest kolejnym bonusem, bo we wzmacniaczu objętym głębokim ujemnym sprzężeniem zwrotnym jest ona i tak bardzo niska. Zasadniczym celem jest redukcja zniekształceń, przez wprowadzenie szczególnego rodzaju lokalnego sprzężenia zwrotnego. Te dwa dodatkowe tranzystory (Q3 i Q4 na schemacie wrzuconym przeze mnie) tworzą wzmacniacz różnicowy, którego wyjściem jest różnica sygnału na bramkach MOSFETów i sygnału na ich wyjściach. Owa różnica jest następnie sumowana z sygnałem sterującym na rezystorach R1 i R2. Jeśli uda się odpowiednio dostroić wzmocnienie (potencjometr R11), to uzyskujemy stopień końcowy o bardzo niskich zniekształceniach (teoretycznie zerowych) i wzmocnieniu praktycznie równym 1 niezależnie od obciążenia.

Tomek Janiszewski pisze: ↑pt, 17 grudnia 2021, 11:27

Myślałem, że może pokusisz się o rozwiązanie zagadki o co w tym układzie chodzi,

A ja myślałem że zanim zadasz tę zagadkę - przeanalizujesz przynajmniej pierwszy, prostszy układ spośród zamieszczonych przeze mnie i rozwiejesz zasiane wcześniej wątpliwości czy się toto nie wzbudzi.

Zawsze jak widzę więcej niż jeden tranzystor w pętli sprzężenia zwrotnego to się zastanawiam nad stabilnością. W typowym układzie "powielacza U_BE" mamy tylko tranzystor i dzielnik napięcia, sygnał sprzężenia jest pobierany z kolektora, a w tym bardziej rozbudowanym między kolektorem a dzielnikiem mamy jeszcze jeden tranzystor wtórnika. Oczywiście opisałem tylko jedną z komplementarnych "połówek". Tak czy inaczej to tylko dodatkowy wtórnik, więc moje obawy dotyczące stabilności są zapewne grubo przesadzone.

Już kiedyś wspominałem o schemacie końcówki Revoxa B251.
Stabilizacja prądu to była kwestia nad którą konstruktorzy poświęcili więcej niż zwykli.
Prąd spoczynkowy stabilizowany jest też w nieaktywnym elemencie końcówki tak, że nie jest on zatykany.

Einherjer pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 10:49 [Oczywiście opisałem tylko jedną z komplementarnych "połówek".

Ja natomiast w takiej "połówce" pierwszego zamieszczonego przez siebie schematu:

dopatrzyłem się pokrewieństwa z układem powszechnie stosowanym: Tak czy inaczej to tylko dodatkowy wtórnik, więc moje obawy dotyczące stabilności są zapewne grubo przesadzone.
Także dwa stopnie WE objęte 100% USZ (układ Sziklay'ego) nie powinny budzić obaw co do stabilności. Działają one pewnie z rozmaitymi kombinacjami tranzystorów, zarówno o zbliżonych parametrach częstotliwościowych (np. BD238-BD911) jak i krańcowo różnych (np. BD140/2N3055). Problemy zaczynają się przy trzech stopniach objętych USZ, w szczególności w takim oto układzie który sam sobie wykoncypowałem ale póki co pozostał on tylko w stadium symulacji: Przyświecała mi idea użycia w roli tranzystorów końcowych - szybkich i w miarę odpornych na drugie przebicie, ale występujących tylko w wykonaniu npn tranzystorów wykonanych w technologii multiepitaxial planar, np. BDY58. Przy tym taka konfiguracja wtórnika końcowego powinna wykazać lepszą symetrię dla poszczególnych połówek niż klasyczna dwustopniowa konfiguracja quasi - komplementarna gdzie na drodze połówki dodatniej wypadają dwa złącza p-n, dla ujemnej zaś - tylko jedno. Tutaj dla obu połówek mamy tylko jedno złącze. Zarazem bardzo ułatwiłoby to stabilizację termiczną prądu spoczynkowego, na który miałyby wpływ jedynie złącza T13 i T23. Niestety rachuby te biorą w łeb: wzbudza się wtórnik dla połówki dodatniej, zawierający aż trzy stopnie WE objęte 100% USZ. Nie byłoby tego gdyby emiter T13 dołączyć do bazy T11 ale wówczas znikłyby wszelkie zalety o których mowa była wyżej. Podobnie próby odwzbudzenia np. przy pomocy kondensatora włączonego między bazę a kolektor T12 oznaczałoby zniweczenie korzyści wynikłych z użycia szybkich tranzystorów mocy; prościej byłoby zastosować normalne wolne tranzystory (epitaxial base) w konfiguracji pełnokomplementarnej, np. BD237/238 + BD911/912 przy ograniczeniu się do dwóch tylko stopni. Można by wreszcie użyć japońskich traznystorów komplementarnych dużej mocy wykonywanych technologią epitaksjalno-planarną (jak nasze BD354/355) ale w ich przypadku obawy może budzić większa wrażliwość na drugie przebicie. Na ile awarie wzmacniacza DENSEN BEAT B100 były skutkiem dążenia do wyciśnięcia z tranzystorów 2SC2837/2SA1186 mocy większej od tej jaką one są w stanie bezpiecznie dostarczyć, na ile zaś - wyjątkowo nieudacznej schiemotechniki, nie będącej w stanie zapewnić skutecznej stabilizacji prądu spoczynkowego - trudno powiedzieć, póki się z tymi tranzystorami do czynienia nie miało...

Tomek Janiszewski pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 13:58 Przyświecała mi idea użycia w roli tranzystorów końcowych - szybkich i w miarę odpornych na drugie przebicie, ale występujących tylko w wykonaniu npn tranzystorów wykonanych w technologii multiepitaxial planar, np. BDY58. Przy tym taka konfiguracja wtórnika końcowego powinna wykazać lepszą symetrię dla poszczególnych połówek niż klasyczna dwustopniowa konfiguracja quasi - komplementarna gdzie na drodze połówki dodatniej wypadają dwa złącza p-n, dla ujemnej zaś - tylko jedno. Tutaj dla obu połówek mamy tylko jedno złącze. Zarazem bardzo ułatwiłoby to stabilizację termiczną prądu spoczynkowego, na który miałyby wpływ jedynie złącza T13 i T23. Niestety rachuby te biorą w łeb: wzbudza się wtórnik dla połówki dodatniej, zawierający aż trzy stopnie WE objęte 100% USZ. Nie byłoby tego gdyby emiter T13 dołączyć do bazy T11 ale wówczas znikłyby wszelkie zalety o których mowa była wyżej. Podobnie próby odwzbudzenia np. przy pomocy kondensatora włączonego między bazę a kolektor T12 oznaczałoby zniweczenie korzyści wynikłych z użycia szybkich tranzystorów mocy; prościej byłoby zastosować normalne wolne tranzystory (epitaxial base) w konfiguracji pełnokomplementarnej, np. BD237/238 + BD911/912 przy ograniczeniu się do dwóch tylko stopni. Można by wreszcie użyć japońskich traznystorów komplementarnych dużej mocy wykonywanych technologią epitaksjalno-planarną (jak nasze BD354/355) ale w ich przypadku obawy może budzić większa wrażliwość na drugie przebicie. Na ile awarie wzmacniacza DENSEN BEAT B100 były skutkiem dążenia do wyciśnięcia z tranzystorów 2SC2837/2SA1186 mocy większej od tej jaką one są w stanie bezpiecznie dostarczyć, na ile zaś - wyjątkowo nieudacznej schiemotechniki, nie będącej w stanie zapewnić skutecznej stabilizacji prądu spoczynkowego - trudno powiedzieć, póki się z tymi tranzystorami do czynienia nie miało...

W sprzedanym przeze mnie jakiś czas temu "złomie" były zwłoki takiej właśnie końcówki, tylko "pełno-" a nie "quasi-" komplementarnej, co ciekawe z tranzystorami mocy 2SC2837/2SA1186. Nijak nie udało mi się sensownie zlikwidować wzbudzenia na kilku MHz. Co ciekawe taka końcówka mocy była zastosowana w fabrycznym wzmacniaczu, ale nie pamiętam już jakim. Tam widać trafili na odpowiednią kombinację tranzystorów Co do samego DENSENa, to 120 W / 8 Om to raczej granica tego co da się z wycisnąć z 2SC2837/2SA1186, chociaż SOA mają bardzo przyzwoite (patrz https://www.semicon.sanken-ele.co.jp/sk ... _ds_en.pdf) No ale skoro tranzystor stabilizacji termicznej nie stykał się nawet z radiatorem to pewnie i większe tranzystory by poległy...
PS Jak tranzystor mocy ma być szybki i wolny od drugiego przebicia to polecam... MOSFETy

Einherjer pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 17:43 W sprzedanym przeze mnie jakiś czas temu "złomie" były zwłoki takiej właśnie końcówki, tylko "pełno-" a nie "quasi-" komplementarnej, co ciekawe z tranzystorami mocy 2SC2837/2SA1186. Nijak nie udało mi się sensownie zlikwidować wzbudzenia na kilku MHz

Znaczy w takiej konfiguracji jaką tworzą T13, T12 i T11 na moim schemacie? Wzbudzał się cały wzmacniacz, czy także sam wtórnik końcowy po odłączeniu stopni napięciowych?

120 W / 8 Om to raczej granica tego co da się z wycisnąć z 2SC2837/2SA1186, chociaż SOA mają bardzo przyzwoite (patrz https://www.semicon.sanken-ele.co.jp/sk ... _ds_en.pdf)

Ale nie są już rekomendowane do nowych konstrukcji. Doczekały się lepszych następców, czy jednak uznano że to zbyt niepewne elementy, podobnie jak to się stało z BD354/355?

No ale skoro tranzystor stabilizacji termicznej nie stykał się nawet z radiatorem to pewnie i większe tranzystory by poległy...

W dodatku ta zalewa piankowa, pogarszająca odprowadzanie ciepła z radiatora. Jak się obawiali przechłodzenia tranzystora stabilizacyjnego (i w konsekwencji dalszego pogorszenia stabilności) to mogli docisnąć go do radiatora metalowym puckiem wysmarowanym pastą termoprzewodzącą.

PS Jak tranzystor mocy ma być szybki i wolny od drugiego przebicia to polecam... MOSFETy

Ale one mają dużo mniejsze nachylenie, w konsekwencji większy opór wyjściowy w konfiguracji wtórnika oraz większe (mimo że gładsze, w konsekwencji łagodnego zatykania się) zniekształcenia nieliniowe w warunkach sterowania napięciowego, i stąd biorą się wynalazki takie jak dopiero co przedstawiłeś, mające zlikwidować te mankamenty. Tyle czy na pewno nie wnoszą one własnych zakłóceń, choćby z racji długich i zawiłych połączeń?

Tomek Janiszewski pisze: ↑śr, 22 grudnia 2021, 09:01

Einherjer pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 17:43 W sprzedanym przeze mnie jakiś czas temu "złomie" były zwłoki takiej właśnie końcówki, tylko "pełno-" a nie "quasi-" komplementarnej, co ciekawe z tranzystorami mocy 2SC2837/2SA1186. Nijak nie udało mi się sensownie zlikwidować wzbudzenia na kilku MHz

Znaczy w takiej konfiguracji jaką tworzą T13, T12 i T11 na moim schemacie? Wzbudzał się cały wzmacniacz, czy także sam wtórnik końcowy po odłączeniu stopni napięciowych?

Tak, taka właśnie konfiguracja. Zbudowałem sam wtórnik, wtedy chyba z myślą o wzmacniaczu hybrydowym

Tomek Janiszewski pisze: ↑śr, 22 grudnia 2021, 09:01

120 W / 8 Om to raczej granica tego co da się z wycisnąć z 2SC2837/2SA1186, chociaż SOA mają bardzo przyzwoite (patrz https://www.semicon.sanken-ele.co.jp/sk ... _ds_en.pdf)

Ale nie są już rekomendowane do nowych konstrukcji. Doczekały się lepszych następców, czy jednak uznano że to zbyt niepewne elementy, podobnie jak to się stało z BD354/355?

Nie doczekały się, ale z innego powodu. Tranzystory typowo do audio to wymierający gatunek. Niektóre typy tranzystorów małosygnałowych doczekały się przepakowania w obudowę SMD, niektóre są produkowane przez małych producentów (LSK170, LSK389). Tranzystory mocy, zwłaszcza bipolarne i laterlane MOSFETy, kończą po prostu swój żywot ku uciesze wytwórców fałszywek.

Tomek Janiszewski pisze: ↑śr, 22 grudnia 2021, 09:01

PS Jak tranzystor mocy ma być szybki i wolny od drugiego przebicia to polecam... MOSFETy

Ale one mają dużo mniejsze nachylenie, w konsekwencji większy opór wyjściowy w konfiguracji wtórnika oraz większe (mimo że gładsze, w konsekwencji łagodnego zatykania się) zniekształcenia nieliniowe w warunkach sterowania napięciowego, i stąd biorą się wynalazki takie jak dopiero co przedstawiłeś, mające zlikwidować te mankamenty. Tyle czy na pewno nie wnoszą one własnych zakłóceń, choćby z racji długich i zawiłych połączeń?

Coś na pewno wnoszą, ale jak zobaczysz na wyniki pomiarów z artykułu, który zamieściłem to uzyskane wyniki są imponujące, zwłaszcza jak na bodajże 1983 rok. To co napisałeś o MOSFETach to prawda, ale mają też swoje zalety. Jak sam stwierdziłeś, zniekształcenia przez nie wprowadzane są gładsze, a to oznacza, że zawierają mniej wysokich harmonicznych i są łatwiejsze do stłumienia przez globalne sprzężenie zwrotne.

Ukaniu pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 12:27 Już kiedyś wspominałem o schemacie końcówki Revoxa B251.
Stabilizacja prądu to była kwestia nad którą konstruktorzy poświęcili więcej niż zwykli.
Prąd spoczynkowy stabilizowany jest też w nieaktywnym elemencie końcówki tak, że nie jest on zatykany.

Revox jest ładny, ale mojego nikt nie chce rozkminiać..

ciasteczkowypotwor pisze: ↑czw, 23 grudnia 2021, 17:30

Ukaniu pisze: ↑wt, 21 grudnia 2021, 12:27 Już kiedyś wspominałem o schemacie końcówki Revoxa B251.
Stabilizacja prądu to była kwestia nad którą konstruktorzy poświęcili więcej niż zwykli.
Prąd spoczynkowy stabilizowany jest też w nieaktywnym elemencie końcówki tak, że nie jest on zatykany.

Revox jest ładny, ale mojego nikt nie chce rozkminiać..

Nie ma takiego programu,który dałby radę rozkminić Tu jest wszystko co najlepsze .

ciasteczkowypotwor pisze: ↑czw, 23 grudnia 2021, 17:30 Revox jest ładny, ale mojego nikt nie chce rozkminiać..

Bo to układ też z kategorii co by tu jeszcze. Po lewej od T7 standard.
Układ jak dla mnie delikatny z uwagi na ten ogromny wzmacniacz prądu w postaci T5,T10,T1 - osobiście bał bym się bezwzględnej stabilności.
T6 z T9 zabezpieczenie prądowe i też z uwagi na wzmocnienie T6 też zapala lampkę ostrzegawczą w/s oscylacji.
Na zakończenie układ z nienazwanymi tranzystorami biorącymi na siebie okolice połowy spadku napięcia wyjściowego, coś nie stykło SOA.
Stabilizacja prądu hmm. delikatna. Za mnożnikami T24 i T15 jeszcze całkiem sporo złącz i do tego wzmacniacz prądu, no ale może się to kompensuje.

Witam i przepraszam za wykopaliska.

W niedługim czasie chcę zbudować wzmacniacz o mocy ok. 15-20W z tranzystorami końcowymi w obudowach TO-3. Czy można zastosować tranzystor ustalający prąd spoczynkowy w obudowie TO-18 lub TO-39 np: BC107, 2N2222, BC313, 2N2219, itp? Na przykładowym schemacie oznaczony jest jako T7.

Pewnie że można zastosować tranzystor w metalowej obudowie, należy tylko pamiętać aby odizolować go (np. plasterkiem miki) od radiatora. Niedawo prezentowałem wzmacniacz dla Pioniera Stereo w którym do stabilizacji zastosowałem właśnie BC107. Widok ogólny wzmacniacza i schemat zamieściłem pod:
https://www.forum-trioda.pl/viewtopic.p ... 07#p400707
Rezystory R67 i R167 na moim schemacie pełnią tę samą rolę co R32 na Twoim: kompensują wpływ napięcia zasilającego na prąd spoczynkowy tranzystorów mocy. W dokładnie ten sam sposób: to tylko kwestia zamiany połączenia rezystorów w gwiazdę lub trójkąt
Natomiast rysunek płytki drukowanej wraz ze schematem montażowym (uwaga, od strony montażu, nie druku!)
https://www.forum-trioda.pl/viewtopic.p ... 43#p400743 Tranzystory stabilizacyjne siedzą pod radiatorem, dlatego nie widać ich na zdjęciu wzmacniacza. Stykają się z aluminiową blachę poprzez mikę.
Chyba że zechcesz poeksperymentować z użyciem w tej roli... tranzystora w.cz, np. BF215 lub BF200. One mają wszystkie elektrody odizolowane od obudowy (TO-72), więc obudowy od radiatora izolować już nie trzeba, należy jednak zadbać aby był on połączony z masą w ostateczności z + zasilania, a nie z kolektorem T11. I trzeba zwracać uwagę aby dopuszczalnego prądu kolektora nie przekroczyć, bo często wynosi on tylko 30 mA.