Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

[nkas]

Jak najbardziej.

[Romekd]

Witam.
Pomiary TBA820M (przy poprzednich pomiarach był to egzemplarz oznaczony numerem 10) przeprowadziłem przy obciążeniu 32 Ω i dwóch napięciach zasilania, przy 8 V oraz przy 12 V. Naiwnie przypuszczałem, że dla obciążenia 32 Ω poziom zniekształceń nieliniowych będzie stosunkowo niski, jednak zniekształcenia okazały się być dość spore... Przy zasilaniu układu napięciem 8 V otrzymałem maksymalną moc wyjściową na poziomie niecałych 200 mW (przy 32 Ω), a dla 12 V moc osiągała ponad 470 mW (dla hc=1%). Poniżej dwie tabele, zawierające wyniki pomiarów, a pod nimi obrazy zniekształceń harmonicznych dla różnych mocy wyjściowych:

Dla zasilania 8V i mocy wyjściowej 200 mW:

dla 150 mW:

dla 100 mW:

dla 50 mW:

dla 10 mW:

i dla 5 mW:

Przy napięciu zasilania 12 V i mocy 473 mW:

przy 450 mW:

przy 400 mW:

przy 200 mW:

przy 100 mW:

przy 50 mW:

przy 10 mW:

i przy 5 mW:

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Celem uzupełnienia podam (dla początkujących), że pod każdym z wykresów program wyświetla parametry badanego sygnału, czyli jego poziom i zawartość samych zniekształceń harmonicznych oraz poziom harmonicznych wraz z zakłóceniami i szumami.

Poziom każdej następnej harmonicznej (2, 3, 4,... n) z wykresu należy odnosić do poziomu częstotliwości podstawowej (pierwszej harmonicznej), a nie do poziomu 0 dBFS(C), czyli nie do maksymalnego poziomu sygnału, jaki może być dostarczony do wejścia karty i wejścia jej przetwornika ADC bez ich przesterowania. Wykonując dotychczasowe pomiary układów scalonych i układów tranzystorowych, na wejście badanego wzmacniacza doprowadzałem sygnał ze starego dekadowego generatora m.cz. typu KZ-1115A. Nabyłem go w młodości i tylko raz musiałem przeczyścić w nim styki przełączników. W stosunku do innych polskich generatorów funkcyjnych i znanych funkcyjnych generatorów scalonych (z tamtego okresu) ma on stosunkowo niski poziom zniekształceń, szumów i zakłóceń (nigdy nic w niem nie kalibrowałem i nie regulowałem). Tak przedstawiają się zniekształcenia, które są obecne przy częstotliwości pracy 1 kHz w sygnale z tego generatora:

Dla porównania współcześnie produkowany generator arbitralny SIGLENT SDG1050 oprócz zniekształceń harmonicznych częstotliwości podstawowej (przy przebiegach sinusoidalnych) produkuje różne inne częstotliwości, niebędące wielokrotnościami częstotliwości podstawowej, choć ich poziom też nie jest bardzo wysoki (dyskwalifikuje jednak generator jako źródło sygnału przy pomiarach zniekształceń nieliniowych):

Bardzo przydatny w pracowni elektronicznej generator DDS, typu DD1A, nieistniejącej już firmy MJM (nadal produkowany przez inną firmę), przy 1 kHz i przebiegach sinusoidalnych daje sygnał o "czystości" widocznej na załączniku poniżej (sygnał jest dużo lepszy niż w generatorze Siglenta):

Wszystkie te generatory nadają się do pomiarów zniekształceń wprowadzanych do sygnału przez popularne układy scalone "retro". Do sprawdzania układów z "wyższej półki" należałoby użyć lepszych generatorów, np. własnej konstrukcji lub któregoś z generatorów o stałej częstotliwości i bardzo niskim poziomie zniekształceń, dostępnych w internecie. Ja do kolejnych pomiarów będę chciał użyć generatora 1 kHz, który wg zapewnień konstruktora wprowadza zniekształcenia harmoniczne o poziomie mniejszym od 0,1 ppm (mniejszy od -140 dB; nawet nie mam aparatury by te dane zweryfikować, gdyż moja karta pomiarowa wprowadza zniekształcenia na poziomie ok. -115...-120 dB).
O generatorach tego typu ( http://by.inttorg.ru/goods/gid_321478984356/?delivery= , http://www.janascard.cz/PDF/An%20ultra% ... 0%20dB.pdf ) można poczytać na stronie z linku poniżej (wątek ma już ponad 660 stron i ponad 6600 wpisów; zainteresowanie tematem "nieco" większe niż u nas... ):

http://www.diyaudio.com/forums/equipmen ... or-21.html

Zniekształcenia, które wyświetla mi karta dla tego generatora wyglądają następująco:

Po zablokowaniu wyjścia generatora kondensatorem o pojemności 1 μF poziom sygnału spada, ale jeszcze bardziej spadają poziomy kolejnych harmonicznych i wygląda to jak w załączniku poniżej:

Przetwornik cyfrowo analogowy karty również generuje całkiem "gładki" sygnał:

Kiedyś (z 10 lat temu) z kilkoma Kolegami z naszego Forum zastanawialiśmy się, czy nie warto byłoby stworzyć u nas specjalnego działu "pomiarowego", w którym znajdowałyby się wszystkie wątki o miernikach cyfrowych, miernikach zniekształceń, miernikach lamp elektronowych, sondach do V-640 i samych sposobach dokonywania rozmaitych pomiarów lampowego i tranzystorowego sprzętu elektronicznego...
Ten wątek też wymaga podziału, gdyż poruszone przeze mnie w nim zagadnienia są już dość odległe od właściwego tematu wątku...

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Czołem.
Całkiem niezły generator m.cz. do sprawdzania parametrów wzmacniaczy, i nie tylko, można zbudować wykorzystując przetwornik cyfrowo-analogowy typu CS4398 (firmy Cirrus Logic; taki sam jak w mojej karcie pomiarowej) i procesor sygnałowy DSP typu TMS320F2810 (produkowany przez Texas Instruments). Układ umożliwia generowanie przebiegów sinusoidalnych (w pamięci procesora DSP można umieścić, po napisaniu odpowiedniego programu, w zasadzie dowolne przebiegi...) o częstotliwości regulowanej w przedziale 1 Hz do 48 kHz (z krokiem 1 Hz; maksymalną częstotliwość również można zwiększyć) i amplitudzie 4 V, którą można tłumić w zakresie od 0,0 dB do -127,5 dB (z krokiem 0,5 dB).

Bez wzmacniacza i dolnoprzepustowego filtru wyjściowego (sygnał do analizy pobierałem wprost z jednego z wyjść przetwornika) udało mi się na razie uzyskać odstęp sygnału od zniekształceń harmonicznych ok. 105 dB, ale po odpowiednim zsumowaniu sygnałów ze wszystkich wyjść układu CS4398 i zastosowaniu odpowiednich filtrów powinno dać się uzyskać jeszcze lepsze parametry.

Z prostym filtrem RC uzyskałem parametry widoczne na wykresie w załączniku poniżej:

Wcześniej pokazałem poziomy zniekształceń wprowadzane przez polskie układy scalone, produkowane w latach 70. i 80. zeszłego stulecia. Teraz, dla porównania, przedstawię zniekształcenia wnoszone przez współcześnie produkowany, stosunkowo niedrogi wzmacniacz NAD C326BEE, którego tranzystorowa końcówka mocy jest nieco bardziej rozbudowana (załącznik poniżej).

Zniekształcenia mierzyłem obciążając wyjście wzmacniacza rezystancją 4 Ω przy mocy wyjściowej 0,1 W, 1 W, 10 W i 25 W.

Przy maksymalnej mocy, jaką udało mi się ze wzmacniacza "wycisnąć" (79,2 W na kanał, wzmacniacz lekko przesterowany) zniekształcenia były mniejsze niż w przedstawionych przeze mnie poprzednio wzmacniaczach przy ich normalnej pracy.

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Pomiary TBA820M (przy poprzednich pomiarach był to egzemplarz oznaczony numerem 10) przeprowadziłem przy obciążeniu 32 Ω i dwóch napięciach zasilania, przy 8 V oraz przy 12 V. Naiwnie przypuszczałem, że dla obciążenia 32 Ω poziom zniekształceń nieliniowych będzie stosunkowo niski, jednak zniekształcenia okazały się być dość spore...

Ale ten gęsty grzebień jaki otrzymałeś przy najwyższych mocach (200mV przy zasilaniu 8V oraz 473mV przy 12V) gdzie poszczególne prążki nie tylko są wysokie ale i praktycznie nie maleją ze wzrostem rzędu gdzieś tak aż do 10 harmonicznej ewidentnie śmierdzi mi przesterowaniem wzmacniacza i obcinaniem wierzchołków! Szkoda że nie przestawiłeś oscylogramów, przynajmniej dla tych przypadków. Tu można spodziewać się wręcz pogarszania sytuacji przez silne USZ: "stara" się ono bowiem wiernie odwzorować chwilową wartość sygnału wyjściowego póki jeszcze jest w stanie, ale w końcu i ono nie daje rady, co ostatecznie skutkuje bardzo ostrymi załamaniami na granicy przesterowania, większymi niż przy słabym USZ. A takie ostre załamania oznaczają bogactwo wysokich harmonicznych, i jest też intuicyjnie oczywiste że wywołują one o wiele bardziej przykre wrażenia słuchowe niż łagodne "hamowanie", nawet jeśli to ostatnie zaczyna się wcześniej, tym samym dostarczając więcej harmonicznych, ale przede wszystkim niskiego rzędu. To dlatego dla lamp podawało się z reguły (zwłaszcza w trybie SE) moc wyjściową przy zniekształceniach 10%, i nikogo to nie raziło. A z tranzystorami a zwłaszcza układami scalonymi (gdzie USZ jest prawie zawsze bardzo głębokie) przy h=10% nie dawałoby się wręcz słuchać bez poczucia dyskomfortu.

Pozdrawiam
Tomek

Ps. Czy Twojego analizatora nie dałoby się zaprogramować na pomiar "ważonego" współczynnika zniekształceń, tj uwzględniającego nie tylko poziom poszczególnych harmonicznych ale również ich rząd, wg kryteriów BBC?

[Romekd]

Witam.

Ale ten gęsty grzebień jaki otrzymałeś przy najwyższych mocach (200mV przy zasilaniu 8V oraz 473mV przy 12V) gdzie poszczególne prążki nie tylko są wysokie ale i praktycznie nie maleją ze wzrostem rzędu gdzieś tak aż do 10 harmonicznej ewidentnie śmierdzi mi przesterowaniem wzmacniacza i obcinaniem wierzchołków!

Oba przebiegi wykonałem dla zniekształceń nieliniowych w okolicach 1%, czyli dla niewielkiego już przesterowania. Taki poziom wydaje mi się jeszcze akceptowalny podczas słuchania (w urządzeniach niższej klasy oczywiście), choć producenci podają przeważnie wartości mocy wyjściowej dla zniekształceń 10% (czego w ogóle nie da się już słuchać; ale efektownie wychodzi w wykazie parametrów układu). Nie zaskoczyła Cię niska sprawność przy takich poziomach mocy, mimo stosunkowo wysokiej rezystancji obciążenia (32 Ω; dla ścisłości należałoby jeszcze uwzględnić rezystor 56 Ω w bootstrapie, co trochę zmieniłoby te wyniki)?

Tu można spodziewać się wręcz pogarszania sytuacji przez silne USZ: "stara" się ono bowiem wiernie odwzorować chwilową wartość sygnału wyjściowego póki jeszcze jest w stanie, ale w końcu i ono nie daje rady, co ostatecznie skutkuje bardzo ostrymi załamaniami na granicy przesterowania, większymi niż przy słabym USZ. A takie ostre załamania oznaczają bogactwo wysokich harmonicznych, i jest też intuicyjnie oczywiste że wywołują one o wiele bardziej przykre wrażenia słuchowe niż łagodne "hamowanie", nawet jeśli to ostatnie zaczyna się wcześniej, tym samym dostarczając więcej harmonicznych, ale przede wszystkim niskiego rzędu.

Problem w tym, że nawet dla dużo mniejszych poziomów mocy wyjściowej zniekształcenia pozostają na stosunkowo wysokim poziomie. Stosując te układy we wzmacniaczu słuchawkowym (z dobrymi słuchawkami) zniekształcenie te po prostu słychać przy każdej mocy, nie da się ich tolerować, gdyż wyraźnie psują brzmienie (nie wspominając o dużym poziomie szumów, które również przeszkadzają...).

To dlatego dla lamp podawało się z reguły (zwłaszcza w trybie SE) moc wyjściową przy zniekształceniach 10%, i nikogo to nie raziło. A z tranzystorami a zwłaszcza układami scalonymi (gdzie USZ jest prawie zawsze bardzo głębokie) przy h=10% nie dawałoby się wręcz słuchać bez poczucia dyskomfortu.

Masz rację, zniekształcenia wprowadzane przez lampy były mniej dokuczliwe. Problem w tym, że na tych nieliniowościach lamp przy bardziej "gęstych" sygnałach audio tworzyły się zniekształcenia intermodulacyjne, które również modyfikowały brzmienie muzyki.

Ps. Czy Twojego analizatora nie dałoby się zaprogramować na pomiar "ważonego" współczynnika zniekształceń, tj uwzględniającego nie tylko poziom poszczególnych harmonicznych ale również ich rząd, wg kryteriów BBC?

Można byłoby dodać przed nim filtr psofometryczny (zgodny z przebiegiem charakterystyki "A" używanej do oznaczania ważonego odstępu sygnału od szumów), tylko nie wiem czy miałoby to sens. Przy płaskiej charakterystyce przenoszenia analizatora mierzymy rzeczywiste poziomy zniekształceń. Możemy je odpowiednio sumować (tylko te, które chcemy) i wyliczać z nich zniekształcenia występujące w pewnych pasmach. Widziałeś gdzieś stosowanie takich filtrów przy pomiarach zniekształceń nieliniowych? Rozumiem sens ich używania przy pomiarach zakłóceń i szumów, ale dla zniekształceń harmonicznych?

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Nie zaskoczyła Cię niska sprawność przy takich poziomach mocy, mimo stosunkowo wysokiej rezystancji obciążenia (32 Ω; dla ścisłości należałoby jeszcze uwzględnić rezystor 56 Ω w bootstrapie, co trochę zmieniłoby te wyniki)?

A zatem z czym do gości? Prosty rachunek wykazuje że faktyczna rezystancja obciążenia wynosiła w tych warunkach 20,36 Ω, łączna moc wydzielana w słuchawce oraz rezystorze bootstrapu - 314,3mW, a tym samym sprawność - 65%, co nie wygląda już źle (max. teoretyczna sprawność przy pracy w czystej klasie B i braku jakichkolwiek strat napięcia wynosi 78,5%). Jeszcze lepiej wygląda to przy 12V zasilania: faktyczna moc dostarczana przez układ scalony wynosi 743,3mW, sprawność zaś - 66,5%. Oczywiście pożytek z mocy wydzielanej w rezystorze bootstrapu jest dokładnie żaden - ale też i kto kazał Ci przy tak wysokim napięciu zasilającym, i do tego jeszcze obciążeniu wielokrotnie większym od katalogowego stosować rezystor bootstrapu 56 Ω, zupełnie jak przy 3V zasilania i obciążeniu 4 Ω? Intuicja podparta analizą schematu

podpowiada mi że można było zastosować rezystor w układzie bootstrap o rząd wielkości większy, wtedy jego wpływ na obniżenie sprawności okazałby się niewielki.

Problem w tym, że nawet dla dużo mniejszych poziomów mocy wyjściowej zniekształcenia pozostają na stosunkowo wysokim poziomie.

To należy złożyć na karb słabej symetrii scalonych par komplementarnych. Jeżeli w jakichś tam warunkach kompletnie już asymetryczna Neywa (lub zbudowany na tranzystorach dyskretnych układ bida-komplementarny z magnetofonu) wykazuje mniejsze zniekształcenia - powodem może być np. różna głębokość USZ w każdym z tych układów. Zawsze jednak rozległy grzebień wysokich harmonicznych źle wróży ich jakości.

Stosując te układy we wzmacniaczu słuchawkowym (z dobrymi słuchawkami) zniekształcenie te po prostu słychać przy każdej mocy, nie da się ich tolerować, gdyż wyraźnie psują brzmienie (nie wspominając o dużym poziomie szumów, które również przeszkadzają...).

Pisałeś że pod tym względem zdecydowanie lepszy okazuje się LM386. Ale czy uwzględniłeś tylko THD, czy również rozkład poszczególnych harmonicznych? Nie wiem jak tam zrealizowano stopień końcowy LM386; jeżeli wysokich harmonicznych jest zdecydowanie mniej niż np. w TBA820, to zdecydowanie nie stawiałbym na konfigurację przełącznikową, raczej na wzmacniacz różnicowy (np. z wyjściem poprzez dwa tranzystory PNP w układzie wspólnej bazy) sterujący parą tranzystorów końcowych NPN. W ten sposób uniknięto by asymetrii poszczególnych połówek sygnału wywołanej różnymi właściwościami częstotliwościowymi scalonych tranzystorów PNP oraz NPN. Zważ ponadto że w uchodzącym za spełniający normy Hi-Fi układzie scalonym TDA2020 również nie stosowano konfiguracji przełącznikowej, lecz klasyczną quasi-komplementarną, jedynie zrezygnowano z występującego w układach mniejszej mocy bootstrapu na rzecz źródła stałoprądowego, co przy stosowanych napięciach zasilania nieznacznie tylko pogorszyło sprawność.

Masz rację, zniekształcenia wprowadzane przez lampy były mniej dokuczliwe. Problem w tym, że na tych nieliniowościach lamp przy bardziej "gęstych" sygnałach audio tworzyły się zniekształcenia intermodulacyjne, które również modyfikowały brzmienie muzyki.

A jak "gęsty" konglomerat najrozmaitszych kombinacji składowych nawet i mniej "gęstego" oryginalnego sygnału audio może powstać na nieliniowościach których rząd liczy się w dziesiątkach?

Widziałeś gdzieś stosowanie takich filtrów przy pomiarach zniekształceń nieliniowych? Rozumiem sens ich używania przy pomiarach zakłóceń i szumów, ale dla zniekształceń harmonicznych?

Sens jest taki aby uniknąć podobnych kfiatków jak podawanie mocy wyjściowej układów scalonych przy h=10%, zupełnie jakby to była lampa ECL86 w konfiguracji SE.

Pozdrawiam
Tomek

[Tomek Janiszewski]

Jeszcze jedna rzecz jaką dopiero teraz sobie uświadomiłem: źródła znacznych zniekształceń w TBA820 doszukiwałbym się również (o ile nie przede wszystkim) w specyficznej konfiguracji źródła prądowego zasilającego różnicowy stopień wejściowy. Jest ono objęte bootstrapem, podobnie jak i inne źródła prądowe tej samej baterii. Taki bootstrap jest niezbędny z punktu widzenia źródła z tranzystorami Q12 i Q16 polaryzujących stopień końcowy, jednak dla źródła z tranzystorem Q6 zasilającego stopień różnicowy okazuje się wręcz szkodliwym. Na tym tranzystorze odkłada się praktycznie pełna amplituda sygnału wyjściowego, a przecież tranzystor w konfiguracji WE (zwłaszcza pozbawiony rezystora w emiterze) wykazuje pewną przewodność wyjściową. Tym samym do stopnia wejściowego wprowadzany jest (poprzez emitery) niemały sygnał wspólny, a jego kompensacja w lustrze prądowym obciążającym stopień różnicowy nie musi być doskonała. W szczególności nie jest doskonała dla sygnałów powstających w wyniku nielinowości poszczególnych złącz, i w efekcie stopień wejściowy wprowadza swoje zniekształcenia, bez względu na to że dzięki USZ ulegają kompensacji zniekształcenia wnoszone przez pozostałe stopnie. Można było tego uniknąć poprzez pewną rozbudowę układu, mianowicie wydzielenie osobnego źródła prądowego zasilającego tylko stopień różnicowy, które nie byłoby objęte bootstrapem. Tak jak to zrobiono w TBA790/UL149X)

które jednak należały do starszej generacji układów scalonych niż TBA820, o czym świadczy obfitość rezystorów. W szczególności rezystory objęte bootstrapem (2,8k oraz 3.5k) pełnią tę samą rolę którą w TBA820 pełnią odpowiednio Q12 i Q16. Uznano że rozwiązanie zawarte w TBA820 psuje niewiele, a uproszczenie schematu jest tego warte.

[Romekd]

Czołem.

Oczywiście pożytek z mocy wydzielanej w rezystorze bootstrapu jest dokładnie żaden - ale też i kto kazał Ci przy tak wysokim napięciu zasilającym, i do tego jeszcze obciążeniu wielokrotnie większym od katalogowego stosować rezystor bootstrapu 56 Ω, zupełnie jak przy 3V zasilania i obciążeniu 4 Ω? Intuicja podparta analizą schematu podpowiada mi że można było zastosować rezystor w układzie bootstrap o rząd wielkości większy, wtedy jego wpływ na obniżenie sprawności okazałby się niewielki.

Taką wartość zalecali producenci tego układu, więc pewnie była odpowiednio dobrana do parametrów układu. W nocie katalogowej nie ma też żadnej informacji, że wartość tego rezystora można optymalizować, w zależności od wartości napięcia zasilającego układ. Sądzę nawet, że 56 Ω stanowi najwyższą oporność, która nie powoduje jeszcze widocznego pogorszenia pozostałych parametrów wzmacniacza. Dzisiaj nawet wziąłem pierwszy z brzegu układ z szufladki w moim magazynku i pomiar wykazał, że przy 12 V zasilania wyprowadzenie bootstrapu (pin nr 7 TBA820M) pobiera ok. 2,5 mA. Czyli gdybym zwiększył wartość tego rezystora (jak sugerujesz) o rząd wielkości, straciłbym na nim prawie 1,5 V, co wywołałoby spadek amplitudy sygnału wyjściowego i co na pewno nie poprawiłoby i tak już wysokiego poziomu zniekształceń nieliniowych...

To należy złożyć na karb słabej symetrii scalonych par komplementarnych. Jeżeli w jakichś tam warunkach kompletnie już asymetryczna Neywa (lub zbudowany na tranzystorach dyskretnych układ bida-komplementarny z magnetofonu) wykazuje mniejsze zniekształcenia - powodem może być np. różna głębokość USZ w każdym z tych układów. Zawsze jednak rozległy grzebień wysokich harmonicznych źle wróży ich jakości.

Ciągle powracasz do tej "symetrii" wzmocnienia prądowego tranzystorów końcowych, która w moim odczuciu nie ma większego znaczenia. Ważne by wzmocnienie prądowe odpowiednich zespołów połączonych ze sobą tranzystorów było większe od pewnej minimalnej wartości. W stopniach mocy klasy AB lub B nie ma żadnej "pamięci" która pozwalałaby pamiętać jednym tranzystorom, wzmacniającym daną połówkę sinusoidy, jakie wzmocnienie prądowe mają te wzmacniające drugą połówkę... Tranzystory te i tak pracują na przemian i jakaś specjalna symetria nie jest tu potrzebna. Zresztą zerknij na schemat poniżej i napisz, co sądzisz o takiej konfiguracji:

Liczba tranzystorów i ich wypadkowe wzmocnienia prądowe dla dolnej i górnej połówki sygnału są całkiem różne.

Pisałeś że pod tym względem zdecydowanie lepszy okazuje się LM386. Ale czy uwzględniłeś tylko THD, czy również rozkład poszczególnych harmonicznych? Nie wiem jak tam zrealizowano stopień końcowy LM386; jeżeli wysokich harmonicznych jest zdecydowanie mniej niż np. w TBA820, to zdecydowanie nie stawiałbym na konfigurację przełącznikową, raczej na wzmacniacz różnicowy (np. z wyjściem poprzez dwa tranzystory PNP w układzie wspólnej bazy) sterujący parą tranzystorów końcowych NPN. W ten sposób uniknięto by asymetrii poszczególnych połówek sygnału wywołanej różnymi właściwościami częstotliwościowymi scalonych tranzystorów PNP oraz NPN. Zważ ponadto że w uchodzącym za spełniający normy Hi-Fi układzie scalonym TDA2020 również nie stosowano konfiguracji przełącznikowej, lecz klasyczną quasi-komplementarną, jedynie zrezygnowano z występującego w układach mniejszej mocy bootstrapu na rzecz źródła stałoprądowego, co przy stosowanych napięciach zasilania nieznacznie tylko pogorszyło sprawność.

Tamto porównanie dotyczyło czegoś innego (już wyleciało mi z głowy czego konkretnie... ). Właściwie to nie sprawdzałem zawartości poszczególnych harmonicznych LM386. W wolnej chwili zrobię taką analizę i wtedy będzie można przyrównać ten układ do pozostałych. Pamiętam, że pomiary pasma przenoszenia układów LM386 wykazały spore rozbieżności, w zależności od ich producenta. W jednych górna częstotliwość graniczna dla spadku -3 dB wychodziła w okolicach 300 kHz, a w innych było to ponad 1,5 MHz, co miało wpływ na stabilność układu przy nie uwzględnieniu tego parametru przy projektowaniu płytki drukowanej (te "lepsze" potrafiły się wzbudzać na błędnie zrobionej płytce montażowej).

Widziałeś gdzieś stosowanie takich filtrów przy pomiarach zniekształceń nieliniowych? Rozumiem sens ich używania przy pomiarach zakłóceń i szumów, ale dla zniekształceń harmonicznych?

Sens jest taki aby uniknąć podobnych kfiatków jak podawanie mocy wyjściowej układów scalonych przy h=10%, zupełnie jakby to była lampa ECL86 w konfiguracji SE.

Dlatego ja maksymalną moc podaję dla całkowitych zniekształceń 1% lub mniejszych, a te moce maksymalne w notach katalogowych traktuję z lekkim "przymrużeniem oka"...

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Taką wartość zalecali producenci tego układu, więc pewnie była odpowiednio dobrana do parametrów układu

I przede wszystkim - do napięcia zasilania, jakie deklarowali producenci. To ma działać już od 3V wzwyż, więc musieli zastosować rezystor taki właśnie, a nie większy. Porównaj go sobie z innymi podobnymi kośćmi. I tak dla UL1490-98 ale też i o wiele mocniejszych UL1481 a nawet UL1440 katalogowa wartość tego rezystora wynosi - 100Ω. A wot w UL1480 katalogowo przewidzianym do pracy z obciążeniem 16Ω przy 24V zasilania rezystor ten został scalony, zaś jego wartość wynosi... 700Ω W czym zatem gorszy miałby być UL1482 że kręciłby nosem na zwiększony rezystor przy odpowiednio złagodzonych wymaganiach na zasilanie i obciążenie?

W nocie katalogowej nie ma też żadnej informacji, że wartość tego rezystora można optymalizować, w zależności od wartości napięcia zasilającego układ.

Taaaaa, a już zwłaszcza nie napisali o tym w mainstreamowych mediach, więc jak nie napisali to tego nie ma

Sądzę nawet, że 56 Ω stanowi najwyższą oporność, która nie powoduje jeszcze widocznego pogorszenia pozostałych parametrów wzmacniacza.

Zamiast sądzić - lepiej jest przeanalizować schemat wewnętrzny, zwykle ostentacyjnie lekceważony jako zbędny i zastanowić się jak to naprawdę działa.

Dzisiaj nawet wziąłem pierwszy z brzegu układ z szufladki w moim magazynku i pomiar wykazał, że przy 12 V zasilania wyprowadzenie bootstrapu (pin nr 7 TBA820M) pobiera ok. 2,5 mA.

A ma co pobierać. Cztery boczne tranzystory pnp tworzące potrójne źródło prądowe (co prawda nie wiadomo czy ich prądy są jednakowe; zależy to od powierzchni a właściwie długości poszczególnych kolektorów), plus prąd spoczynkowy sterującego tranzystora npn pary komplementarnej, przy czym prąd tego ten ostatniego jeszcze wzrośnie przy wysterowaniu, w zależności od oporności obciążenia zresztą. Ale przecież nie inaczej jest w pozostałych, wymienionych wyżej wzmacniaczach!

Czyli gdybym zwiększył wartość tego rezystora (jak sugerujesz) o rząd wielkości, straciłbym na nim prawie 1,5 V, co wywołałoby spadek amplitudy sygnału wyjściowego i co na pewno nie poprawiłoby i tak już wysokiego poziomu zniekształceń nieliniowych...

Łatwo przychodzi Tobie formułowanie pochopnych - i nierzadko błędnych wniosków. Owszem te 1,5V straconego napięcia uniemożliwiłoby wręcz pracę układu przy 3V napięcia zasilania (napięcie na końcówce bootstrapu zrównałoby się z napięciem wyjściowym, w wyniku czego tranzystory Q12 i Q16 weszłoby w głębokie nasycenie, ale przy 8 a co dopiero 12V napięcia zasilającego można sobie na taką stratę pozwolić. Napięcie spoczynkowe na wyjściu wyniesie odpowiednio 4 lub 6V, tym samym różnica napięć między końcówkami wyjścia a bootstrapu będzie wynosiła jeszcze co najmniej 2,5V. Spadnie ona co prawda przy wysterowaniu, jednak zapas napięcia jest na tyle duży że do nasycenia dojść nie powinno. Przynajmniej o ile nagle nie zapragnie się zastąpić słuchawek 32Ω głośnikiem 4Ω. A póki nie dojdzie do nasycenia - nie pogorszy się wysterowalność, działa bowiem bootstrap utrzymujący stałą wartość różnicy napięć obu spiętych kondensatorem końcówek. Prawdopodobny powód stosunkowo dużego poziomu zniekształceń UL1482, nawet gdy daleko jest do nasycenia stopnia końcowego i sterującego (objęcie bootstrapem źródła prądowego zasilającego stopień różnicowy) omówiłem w dodanym nieco później, poprzednim poście.

Ciągle powracasz do tej "symetrii" wzmocnienia prądowego tranzystorów końcowych, która w moim odczuciu nie ma większego znaczenia. Ważne by wzmocnienie prądowe odpowiednich zespołów połączonych ze sobą tranzystorów było większe od pewnej minimalnej wartości.

A ta wartość powinna być wówczas taka aby napięciowy stopień sterujący nie odczuwał czy w danym półokresie obciąża go wyjściowy układ Darlingtona z dobrym tranzystorem npn, czy też układ Sziklatego ze słabym tranzystorem pnp. Niestety aby tak się stało - prąd spoczynkowy tego stopnia musiałby być o wiekokrotnie większy od maksymalnego prądu wejściowego stopnia końcowego, co jak słusznie zauważyłeś już wcześniej - nie wchodzi w grę przy zasilaniu bateryjnym.

W stopniach mocy klasy AB lub B nie ma żadnej "pamięci" która pozwalałaby pamiętać jednym tranzystorom, wzmacniającym daną połówkę sinusoidy, jakie wzmocnienie prądowe mają te wzmacniające drugą połówkę... Tranzystory te i tak pracują na przemian i jakaś specjalna symetria nie jest tu potrzebna.

Właśnie wtedy jest potrzebna jeżeli pracują na przemian, a więc w klasie AB lub B. W klasie A symetrii mogłoby w ostateczności nie być, choć i tu symetria redukuje poziom parzystych harmonicznych.
W końcu jednak parowało się tranzystory do układów przeciwsobnych (nie tylko zresztą komplementarnych, transformatorowych też) w dobie elementów dyskretnych, gdy na rozbudowane układy Darlingtona/Sziklayego nie można było sobie pozwolić. Niewiedza ówczesnych konstruktorów?

Zresztą zerknij na schemat poniżej i napisz, co sądzisz o takiej konfiguracji

Jest to jak się domyślam - wzmacniacz operacyjny z funkcją MUTE, dedykowany do zastosowań audio?

Liczba tranzystorów i ich wypadkowe wzmocnienia prądowe dla dolnej i górnej połówki sygnału są całkiem różne.

A skąd ten kategoryczny wniosek? Jakie może być wzmocnienie tranzystora pnp w tym bida-komplementarnym układzie? Jeżeli to typowy tranzystor boczny, to jego wzmocnienie może wynosić 2, z górą 5. I o tyle różniłoby się wzmocnienie prądowe dla dolnej i górnej połówki. Gdyby zaś uzupełniono górny układ Darlingtona o trzeci tranzystor npn, o wzmocnieniu znacznie przekraczającym 100, to różnice okazałyby się jeszcze większe. Ale czy na pewno jest tutaj sens mówić o wzmocnieniu dla połówki dolnej lub górnej? Zważ jak małe są rezystory bocznikujące złącza BE tranzystorów końcowych. Zaledwie 150Ω. Jest zatem wysoce prawdopodobne, że w spoczynku nie płynie przez te tranzystory żaden prąd. Spadek napięcia na trzech diodach polaryzujących stopień końcowy wystarcza natomiast w zupełności aby otworzyć górny wejściowy tranzystor npn, dolny tranzystor pnp i najpewniej także przedostatni dolny tranzystor npn. Póki prąd obciążenia nie przekroczy pewnej wartości (a w tego rodzaju zastosowaniach prądy wyjściowe są zwykle niewielkie, z uwagi na znaczne impedancje obciążenia) to tranzystory końcowe nie będą przewodziły prądu, za to pozostałe tranzystory stopnia końcowego nie będą się zatykały, tym samym pracując w klasie A, kiedy to różnica wzmocnień nie ma istotnego wpływu na poziom zniekształceń. Dopiero przy większych prądach wyjściowym włączają się w trybie ratunkowym tranzystory końcowe, zapewniając oczekiwany poziom sygnału, choć najpewniej kosztem pewnego wzrostu zniekształceń. Nie jest to zresztą nic nowego, już w dobie pierwszych "uniwersalnych" wzmacniaczy operacyjnych, takich jak np. uA709 (MAA502) zalecało się w zastosowaniach audio wstępne obciążenie wyjścia rezystorem podpiętym do ujemnego napięcia zasilania. W ten sposób wyłączało się z pracy gorszy (wzmocnieniowo i częstotliwościowo) podłożowy tranzystor końcowy pnp, a końcowy tranzystor npn zmuszało się do pracy w klasie A. Tymczasem oryginalnie oba tranzystory pracowały tam bez polaryzacji wstępnej w klasie B a nawet C, za to z lokalnym USZ na emiter tranzystora pnp, poprzedzającego napięciowy stopień sterujący. Wypisz wymaluj Neywa, choć jednak konstruktorzy uA709 rozumując podobnie jak ja uznali że kiepski bo kiepski ale jednak tranzystor pnp lepiej spełni w stopniu końcowym swoją rolę niż pozbawiona jakiegokolwiek wzmocnienia prądowego dioda.
http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet- ... LM709.html

Tamto porównanie dotyczyło czegoś innego (już wyleciało mi z głowy czego konkretnie... ). Właściwie to nie sprawdzałem zawartości poszczególnych harmonicznych LM386. W wolnej chwili zrobię taką analizę i wtedy będzie można przyrównać ten układ do pozostałych. Pamiętam, że pomiary pasma przenoszenia układów LM386 wykazały spore rozbieżności, w zależności od ich producenta. W jednych górna częstotliwość graniczna dla spadku -3 dB wychodziła w okolicach 300 kHz, a w innych było to ponad 1,5 MHz, co miało wpływ na stabilność układu przy nie uwzględnieniu tego parametru przy projektowaniu płytki drukowanej (te "lepsze" potrafiły się wzbudzać na błędnie zrobionej płytce montażowej).

Jedno z drugim ma szansę się wiązać. Im szybszy jest układ objęty USZ, tym bardziej precyzyjna okazuje się kontrola chwilowej wartości napięcia wyjściowego, tym samym maleją zniekształcenia. Jeżeli w LM386 zrezygnowano z wykorzystania par komplementarnych do odwracania fazy na korzyść wzmacniaczy różnicowych - mogłoby to tłumaczyć i szersze pasmo, i ewentualnie także mniejsze zniekształcenia.

Pozdrawiam
Tomek

[Romekd]

Witam.

Zamiast sądzić - lepiej jest przeanalizować schemat wewnętrzny, zwykle ostentacyjnie lekceważony jako zbędny i zastanowić się jak to naprawdę działa.

Tomku, może nie uwierzysz, ale od tego zawsze zaczynam analizę każdego układu, jeżeli oczywiście jest to układ o małej skali integracji, jak nasze zabytkowe już układy wzmacniaczy mocy m.cz., czy np. stabilizatory napięcia. Wstawiłem z ciekawości do układu z UL1482M rezystor 560 Ω i przy wyższych napięciach zasilania faktycznie działa poprawnie, choć przy niskich już nie za bardzo... To co go dyskwalifikuje do bardziej ambitnych zastosowań (jak wzmacniacze słuchawkowe Hi-Fi), to wysoki poziom zniekształceń i wysokie szumy, a nie niska sprawność. Te zabawy pokazały mi coś, co mnie nieco zaskoczyło. Wiesz, że najlepszymi parametrami (pod względem mocy wyjściowej i dobrej liniowości) charakteryzowały się układy wyprodukowane przez nasze krajowe CEMI? Zbadałem układy wielu firm i to jednak nasze okazały się najlepsze... Poza tym przekonałem się, że większość dostępnych obecnie w handlu (np. na znanym portalu aukcyjnym; być może nie wszystkie są takie...) "oryginały" TBA820M, to wyjątkowe buble, których jedyną zaletą jest to, że w ogóle jakoś działają (nie wybuchają i coś tam z głośnika słychać)... Przeciętny kupujący nie mierzy przecież maksymalnej mocy wyjściowej, nie bada sprawności i zniekształceń, więc można mu "wcisnąć" byle co...

Łatwo przychodzi Tobie formułowanie pochopnych - i nierzadko błędnych wniosków. Owszem te 1,5V straconego napięcia uniemożliwiłoby wręcz pracę układu przy 3V napięcia zasilania (napięcie na końcówce bootstrapu zrównałoby się z napięciem wyjściowym, w wyniku czego tranzystory Q12 i Q16 weszłoby w głębokie nasycenie, ale przy 8 a co dopiero 12V napięcia zasilającego można sobie na taką stratę pozwolić.

To nie jakieś ostateczne moje wnioski, a przychodzące do głowy podczas pisania postu hipotezy, poddawane pod ewentualną dyskusję. Ale miło, że się do nich odniosłeś Na razie nie sprawdziłem jak większa wartość rezystora w bootstrapie wpływa na zniekształcenia, gdyż znowu brakuje mi czasu na hobbystyczne zabawy, ale jak będę miał nieco więcej "luzu", pewnie je zbadam.

A ta wartość powinna być wówczas taka aby napięciowy stopień sterujący nie odczuwał czy w danym półokresie obciąża go wyjściowy układ Darlingtona z dobrym tranzystorem npn, czy też układ Sziklatego ze słabym tranzystorem pnp. Niestety aby tak się stało - prąd spoczynkowy tego stopnia musiałby być o wielokrotnie większy od maksymalnego prądu wejściowego stopnia końcowego, co jak słusznie zauważyłeś już wcześniej - nie wchodzi w grę przy zasilaniu bateryjnym.

Co potwierdza również moje wcześniejsze uwagi, że czasem warto stosować więcej tranzystorów w stopniach wyjściowych, uzyskując wyższe ich wypadkowe wzmocnienie prądowe i przez to mniej obciążając napięciowy stopień tranzystorowy uzyskiwać mniejsze zniekształcenia, kosztem pewnego niewielkiego spadku maksymalnej mocy wyjściowej. Nieraz małe zniekształcenia są ważniejsze od dużej mocy wyjściowej i dużej sprawności, np. we wzmacniaczach słuchawkowych.

Prawdopodobny powód stosunkowo dużego poziomu zniekształceń UL1482, nawet gdy daleko jest do nasycenia stopnia końcowego i sterującego (objęcie bootstrapem źródła prądowego zasilającego stopień różnicowy) omówiłem w dodanym nieco później, poprzednim poście.

Zgadzam się tym wnioskiem. To połączenie źródła prądowego, zasilającego stopie wstępne, z wyjściem wzmacniacza poprzez bootstrap jest dość niefortunne...

W końcu jednak parowało się tranzystory do układów przeciwsobnych (nie tylko zresztą komplementarnych, transformatorowych też) w dobie elementów dyskretnych, gdy na rozbudowane układy Darlingtona/Sziklayego nie można było sobie pozwolić. Niewiedza ówczesnych konstruktorów?

Te wcześniejsze wzmacniacze, budowane jeszcze na tranzystorach germanowych cechowały się stosunkowo niskim wzmocnieniem przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego i dość płytkim działaniem sprzężenia po zamknięciu pętli (w wykonaniu amatorskim czasem w ogóle nie miały ujemnego sprzężenia zwrotnego). Parowanie tranzystorów pozwalało zminimalizować zniekształcenia i na wstępie odrzucić tranzystory o wzmocnieniu zbyt małym do danego układu wzmacniacza. Później układy stawały się coraz bardziej rozbudowane i miały coraz większy zapas wzmocnienia przed zamknięciem pętli. Napięciowe wzmocnienie wzmacniacza potrafiło dla DC przy otwartej pętli dochodzić do 100...150 dB i było przez sprzężenie ujemne redukowane do 20...30 dB. Układy stawały się też coraz szybsze. Germanowe tranzystory większej mocy miały częstotliwość graniczną na poziomie kilkudziesięciu lub lub co najwyżej kilkuset kHz. Kultowe 2N3055 z początku produkcji wzmacniały do 0,8 MHz, a późniejsze do 2...3 MHz. W latach 80. i 90. zeszłego wieku zaczęły się na rynku coraz częściej pojawiać tranzystory krzemowe nowych typów, o dużej mocy i częstotliwościach granicznych leżących w zakresie 20...80 MHz, co spowodowało, że problem z odkrytymi wcześniej zniekształceniami TIM został skutecznie rozwiązany.
Współcześnie produkowane tranzystory NPN i PNP nadal dość znacznie różnią się przebiegiem charakterystyk. Przy połączeniu tych tranzystorów w układy Darlingtona różnice między nimi jeszcze się potęgują, co praktycznie uniemożliwia ich wzajemne dobieranie w podobne do siebie pary. Charakterystyki tranzystorów npn i pnp "rozjeżdżają" się kompletnie przy różnych prądach i jeszcze bardzo zmieniają przy rosnących temperaturach złącz. Ich dobranie staje się przez to niemożliwe, choć mimo to takie różniące się parametrami półprzewodniki są stosowane we wzmacniaczach audio o całkiem niezłych parametrach. Nie obraź się, ale Twoje teorie nie mają w ich przypadku najmniejszego zastosowania...
Poniżej zamieszczam charakterystyki tranzystorów Darlingtona typu TIP142 oraz TIP 147, które często widywałem we wzmacniaczach audio. Zobacz jak przebiegają charakterystyki dla temperatur 25°C i 100°C, czyli dla typowego przedziału, w jakim najczęściej pracują tranzystory mocy zamontowane na radiatorach we wzmacniaczach m.cz. (dla odróżnienia zaznaczyłem je kolorami zielonym i czerwonym; wartości wzmocnień z boku każdej z tabelek też są niestety różne...):

Zresztą zerknij na schemat poniżej i napisz, co sądzisz o takiej konfiguracji

Jest to jak się domyślam - wzmacniacz operacyjny z funkcją MUTE, dedykowany do zastosowań audio?

Liczba tranzystorów i ich wypadkowe wzmocnienia prądowe dla dolnej i górnej połówki sygnału są całkiem różne.

A skąd ten kategoryczny wniosek? Jakie może być wzmocnienie tranzystora pnp w tym bida-komplementarnym układzie? Jeżeli to typowy tranzystor boczny, to jego wzmocnienie może wynosić 2, z górą 5. I o tyle różniłoby się wzmocnienie prądowe dla dolnej i górnej połówki. Gdyby zaś uzupełniono górny układ Darlingtona o trzeci tranzystor npn, o wzmocnieniu znacznie przekraczającym 100, to różnice okazałyby się jeszcze większe. Ale czy na pewno jest tutaj sens mówić o wzmocnieniu dla połówki dolnej lub górnej? Zważ jak małe są rezystory bocznikujące złącza BE tranzystorów końcowych. Zaledwie 150Ω. Jest zatem wysoce prawdopodobne, że w spoczynku nie płynie przez te tranzystory żaden prąd. Spadek napięcia na trzech diodach polaryzujących stopień końcowy wystarcza natomiast w zupełności aby otworzyć górny wejściowy tranzystor npn, dolny tranzystor pnp i najpewniej także przedostatni dolny tranzystor npn. Póki prąd obciążenia nie przekroczy pewnej wartości (a w tego rodzaju zastosowaniach prądy wyjściowe są zwykle niewielkie, z uwagi na znaczne impedancje obciążenia) to tranzystory końcowe nie będą przewodziły prądu, za to pozostałe tranzystory stopnia końcowego nie będą się zatykały, tym samym pracując w klasie A, kiedy to różnica wzmocnień nie ma istotnego wpływu na poziom zniekształceń. Dopiero przy większych prądach wyjściowym włączają się w trybie ratunkowym tranzystory końcowe, zapewniając oczekiwany poziom sygnału, choć najpewniej kosztem pewnego wzrostu zniekształceń.

Niestety Tomku, nie trafiłeś. Nie jest to wzmacniacz operacyjny, a jedna z najlepszych scalonych końcówek mocy typu LM3886 (opracowana przez firmę Texas Instruments), montowana również w wielu aktywnych kolumnach głośnikowych, w tym również w profesjonalnych głośnikowych "monitorach" studyjnych. Układ wyjściowy, zbudowany w tak pogardzanej przez Ciebie (przez prawie 10 lat na różnych forach) konfiguracji bida-komplementarnej został uznany przez wiele firm za najlepszy do stosowania w wysokiej klasy scalonych wzmacniaczach mocy. Typowe zniekształcenia nieliniowe tego układu scalonego dla pełnej mocy wyjściowej wynoszą tylko 0,03%. Identycznie rozwiązane zostały również inne wysokiej klasy scalone końcówki mocy (ten sam krytykowany przez Ciebie układ bida-komplementarny), np. LM3875 (National Semiconductor; bardzo lubiany przez konstruktorów-amatorów, a nawet przez audiofilów - popularne GAINCLONE; załącznik poniżej przedstawia wewnętrzną budowę bez widocznych elementów wchodzących w skład obwodów zabezpieczeń termicznych i nadprądowych):

Jestem niemal pewny, wbrew temu co napisałeś, że tranzystory pnp w tych nowoczesnych układach scalonych mają wzmocnienie prądowe większe niż 5...

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Wstawiłem z ciekawości do układu z UL1482M rezystor 560 Ω i przy wyższych napięciach zasilania faktycznie działa poprawnie, choć przy niskich już nie za bardzo...

Zgłaszałeś zastrzeżenia co do niskiej sprawności w konkretnych warunkach obciążenia i zasilania. I przy takim założeniu zaproponowałem zwiększenie rezystora. Te kości istotnie były konstuowane pod kątem jak najmniejszego minimalnego napięcia zasilania, w urządzeniach takich jak kieszonkowe radyjka i walkmany. Ale stosowane do tych urządzeń słuchawki niższej klasy można było z powodzeniem włączyć w układ bootstrap (tj do plusa zasilania). Nieduży prąd stały nie spowoduje dalszego pogorszenia ich i tak już marnych parametrów, a sprawność będzie wówczas wysoka (jak na tak niskie napięcie zasilania), i minimalne napięcie zasilające nie wzrośnie.

To co go dyskwalifikuje do bardziej ambitnych zastosowań (jak wzmacniacze słuchawkowe Hi-Fi), to wysoki poziom zniekształceń i wysokie szumy, a nie niska sprawność.

To jest przypadłość wielu układów scalonych, nie tylko wzmacniaczy mocy. Kolega ze studiów nazywał UL1321 podwójnym niezrównoważonym generatorem szumów z tranzystorem

Poza tym przekonałem się, że większość dostępnych obecnie w handlu (np. na znanym portalu aukcyjnym; być może nie wszystkie są takie...) "oryginały" TBA820M, to wyjątkowe buble, których jedyną zaletą jest to, że w ogóle jakoś działają (nie wybuchają i coś tam z głośnika słychać)...

Może to jakie chińskie chipy pakowane do obudów z nazwą oryginalnej firmy?

Na razie nie sprawdziłem jak większa wartość rezystora w bootstrapie wpływa na zniekształcenia,

Można się spodziewać że nieco wzrosną, bowiem impedancja wyjściowa tranzystora w układzie WE (użytego w źródle prądowym zasilającym stopień wyjściowy) maleje wraz ze spadkiem UCE. Nie przypuszczam jednak aby ten wzrost zniekształceń miał zdyskwalifikować UL1482 w zastosowaniach do jakich został pomyślany.

Nieraz małe zniekształcenia są ważniejsze od dużej mocy wyjściowej i dużej sprawności, np. we wzmacniaczach słuchawkowych.

Dla mnie sprawa jest oczywista: wzmacniacze słuchawkowe wysokiej klasy, nawet przeciwsobne ale zasilanie z sieci powinny pracować w klasie A.

To połączenie źródła prądowego, zasilającego stopie wstępne, z wyjściem wzmacniacza poprzez bootstrap jest dość niefortunne...

Wskazane byłoby zatem przebadać pod kątem zniekształceń nie tylko archaiczne UL149X (z rozdzielonymi źródłami prądowymi dla stopnia wstępnego i końcowego) ale i nowocześniejszą rodzinę UL1440, UL1480 i UL1481, gdzie z racji zastosowania niesymetrycznego stopnia wejściowego objęte bootstrapem zespolone źródło prądowe obsługuje wyłącznie stopień mocy. Przy czym szczególnie ten ostatni ma jeszcze dość niskie minimalne napięcie zasilania. Co prawda prąd spoczynkowy okaże się pewnie duży w każdym z tych przypadków, zwłaszcza pierwszym.

Te wcześniejsze wzmacniacze cechowały się stosunkowo niskim wzmocnieniem przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego i dość płytkim działaniem sprzężenia po zamknięciu pętli.

Albo i praktycznie wcale nie miały USZ, a jednak dawały się słuchać.

Później układy stawały się coraz bardziej rozbudowane i miały coraz większy zapas wzmocnienia przed zamknięciem pętli. Napięciowe wzmocnienie wzmacniacza potrafiło dla DC przy otwartej pętli dochodzić do 100...150 dB i było przez sprzężenie ujemne redukowane do 20...30 dB. Układy stawały się też coraz szybsze. Germanowe tranzystory większej mocy miały częstotliwość graniczną na poziomie kilkudziesięciu lub lub co najwyżej kilkuset kHz. Kultowe 2N3055 z początku produkcji wzmacniały do 0,8 MHz, a późniejsze do 2...3 MHz. W latach 80. i 90. zeszłego wieku zaczęły się na rynku coraz częściej pojawiać tranzystory krzemowe nowych typów, o dużej mocy i częstotliwościach granicznych leżących w zakresie 20...80 MHz, co spowodowało, że problem z odkrytymi wcześniej zniekształceniami TIM został skutecznie rozwiązany.

Ale zanim doceniono znaczenie szybkości wzmacniacza objętego silnym USZ - zniekształcenia TIM były istotnym problemem. Podobnie jak duże "statyczne" zniekształcenia intermodulacyjne we wzmacniaczach cechujących się znacznym poziomem zniekształceń harmonicznych wysokiego rzędu, w których właśnie dla uniknięcia zniekształceń TIM głębokość USZ ograniczono.

Współcześnie produkowane tranzystory NPN i PNP nadal dość znacznie różnią się przebiegiem charakterystyk. Przy połączeniu tych tranzystorów w układy Darlingtona różnice między nimi jeszcze się potęgują, co praktycznie uniemożliwia ich wzajemne dobieranie w podobne do siebie pary. Charakterystyki tranzystorów npn i pnp "rozjeżdżają" się kompletnie przy różnych prądach i jeszcze bardzo zmieniają przy rosnących temperaturach złącz. Ich dobranie staje się przez to niemożliwe, choć mimo to są stosowane we wzmacniaczach audio o całkiem niezłych parametrach. Nie obraź się, ale Twoje teorie nie mają w tym przypadku najmniejszego zastosowania...

.
Ależ proszę bardzo. Niech obrażają się producenci scalonych układów Darlingtona,, bo w moich konstrukcjach nie mają one najmniejszego zastosowania Oczywistą ich wadą (w porównaniu z komplementarnymi układami Sziklayego) są większe straty napięcia zasilającego stopień sterujący, nie mają one zaś zalety układów Darlingtona składanych z pojedynczych tranzystorów, w postaci możliwości spięcia baz tranzystorów końcowych przez mały rezystor, nie mający połączenia z szyną wyjściową, w przeciwieństwie do scalonych w obudowach układów Darlingtona rezystorów bocznikujących złącza B-E. Taki międzybazowy rezystor pozwala skutecznie przeładowywać pojemności wejściowe tranzystorów końcowych, a przy tym w najmniejszym nawet stopniu nie kradnie prądu wejściowego, który w całości dociera do baz tranzystorów końcowych. Aby osiągnąć taki rezultat ze scalonymi układami Darlingtona należałoby wyeliminować rezystory scalone, za to wyprowadzić czwartą końcówkę połączonych ze sobą bazy tranzystora końcowego i emitera poprzedzającego. Ale to wyjątek, widziałem zdaje się tylko jeden typ tak wykonanego scalonego układu Darlingotona, o komplementarnym do niego elemencie nie było co marzyć. Ponadto tym użycie układów Darlingtona z elementów dyskretnych pozwala rozdzielić również i kolektory tranzystorów, co daje możliwość zasilania podwyższonym napięciem wszystkich tranzystorów oprócz końcowych, gdy zależy nam na szczególnie wysokiej sprawności.

Niestety Tomku, nie trafiłeś. Nie jest to wzmacniacz operacyjny, a jedna z najlepszych scalonych końcówek mocy typu LM3886 (opracowana przez firmę Texas Instruments),

Heh, oznaczenie dość aluzyjne. Mimo to LM386 musiał mieć konfigurację zupełnie inną, już choćby na nietypowo dołączone elementy do końcówek wejściowych. I marną symetrię napięcia na wyjściu, chyba żeby się okazało że użyte przeze mnie egzemplarze były bublami podobnymi do badanych przez Ciebie "oryginalnych" TBA820.

Układ wyjściowy, zbudowany w tak pogardzanej przez Ciebie (przez prawie 10 lat na różnych forach) konfiguracji bida-komplementarnej został uznany przez wiele firm za najlepszy do stosowania w wysokiej klasy scalonych wzmacniaczach mocy.

Z naciskiem na scalonych.

Typowe zniekształcenia nieliniowe tego układu scalonego dla pełnej mocy wyjściowej wynoszą tylko 0,03%.

Zapewne poza dużą głębokością USZ oraz dobrymi właściwościami częstotliwościowymi tranzystorów końcowych swoje robią także znikome odległości objętych USZ elementów scalonych. Zdecydowanie podejrzliwie patrzę, i w swoich konstrukcjach nigdy nie stosuję radiatorów odległych od płytki drukowanej końcówki mocy i połączonej z nią pytą wijących się i poskręcanych pęt. Jak końcówka jest szczególnie skomplikowana - montuję na jednej płytce, tej montowanej na radiatorze elementy związane bezpośrednio z tranzystorami końcowymi, pozostałe zaś - na drugiej płytce, usytuowanej równolegle do pierwszej i połączonej z nią szeregiem prostych drucianych szpilek.

Identycznie rozwiązane zostały również inne wysokiej klasy scalone końcówki mocy (ten sam krytykowany przez Ciebie układ bida-komplementarny), np. LM3875 (National Semiconductor; bardzo lubiany przez konstruktorów-amatorów, a nawet przez audiofilów - popularne GAINCLONE; załącznik poniżej przedstawia wewnętrzną budowę bez widocznych elementów wchodzących w skład obwodów zabezpieczeń termicznych i nadprądowych):

To się niewiele różni od LM3886, głównie brakiem mjutowania która to opcja wraz z nieuwidocznieniem zabezpieczeń zmyliła mnie co do przeznaczenia układu.

Jestem niemal pewny, wbrew temu co napisałeś, że tranzystory pnp w tych nowoczesnych układach scalonych mają wzmocnienie prądowe większe niż 5...

No to niech mają i 20. Jeżeli odpowiadające im tranzystory npn mają wzmocnienie na poziomie 300, to w najlepszym razie można powiedzieć, że zastosowanie układu quasi-komplementarnego w miejsce bida-komplementarnego dałoby praktycznie taką samą asymetrię, tyle że w drugą stronę. Niedasie jednak tego powiedzieć o układach zbudowanych z tranzystorów dyskretnych. Nawet jeśli w konfiguracji bida-komplementarnej w jednej gałęzi zastosuje się pojedynczy BD354C, w drugiej zaś - układ Sziklayego z BD354A oraz BC177A, to asymetria i tak będzie nieporównanie gorsza w porównaniu z każdą inną "normalną" konfiguracją, czy to quasi-komplementarną z BD354B+BC107B/BD354B/BC177B, czy to pełnokomplementarną, zarówno samotnymi BD354C/BD355C jak i z tymi samymi tranzystorami mocy plus BC107B/BC177B w dowolnej konfiguracji. Nie lepiej będzie zresztą i w końcówce zawierającej 3 sztuki BD354C, w tym jedna w połączeniu diodowym, nawet jeśli parametry wszystkich tranzystorów (npn!) będą identyczne jak spod igły

Pozdrawiam
Tomek

[Romekd]

Witam.
Dopiero dzisiaj znalazłem chwilę, by kontynuować ten temat i ustosunkować się do Twojej wypowiedzi Tomku. Tak to już jest z tym naszym hobby, że nie można mu poświęcić tyle czasu ile by się chciało - praca, terminy, obowiązki...

Zgłaszałeś zastrzeżenia co do niskiej sprawności w konkretnych warunkach obciążenia i zasilania. I przy takim założeniu zaproponowałem zwiększenie rezystora. Te kości istotnie były konstuowane pod kątem jak najmniejszego minimalnego napięcia zasilania, w urządzeniach takich jak kieszonkowe radyjka i walkmany. Ale stosowane do tych urządzeń słuchawki niższej klasy można było z powodzeniem włączyć w układ bootstrap (tj do plusa zasilania). Nieduży prąd stały nie spowoduje dalszego pogorszenia ich i tak już marnych parametrów, a sprawność będzie wówczas wysoka (...)

Pisałem o sprawności, ale i inne parametry tamtych układów wypadały w pomiarach dość marnie. Przy mocy wyjściowej, dla której poziom wprowadzanych przez układ zniekształceń był jeszcze akceptowalny dla ucha, sprawność energetyczna nie była zbyt duża. Trzeba jednak pamiętać, że wymagania stawiane tym wszystkim scalonym końcówkom mocy, stosowanym w popularnych sprzętach RTV, nie były zbyt wysokie, nie były to przecież układy klasy "Hi-Fi". Ich główne zalety stanowiły: prostota konstrukcji wzmacniacza m.cz., brak transformatorków wyjściowych i sterujących, brak potencjometrów ustalających punkty pracy półprzewodników, poprawna praca w dość szerokim zakresie napięć zasilających i temperatur, miniaturyzacja urządzenia. Poza tym przeciętny elektronik-amator z reguły nie miał dostępu w tamtych czasach do jakiejkolwiek specjalistycznej aparatury pomiarowej, która pozwalałaby zmierzyć i zweryfikować bardziej "wyrafinowane" parametry z katalogu, poza wartościami prądów, napięć zasilających i napięcia wyjściowego. Mało kto dysponował oscyloskopem... W czasach gdy byłem nastolatkiem człowiek się cieszył, gdy po zmontowaniu jakiegoś układu, ten w ogóle zaczynał działać...

To jest przypadłość wielu układów scalonych, nie tylko wzmacniaczy mocy. Kolega ze studiów nazywał UL1321 podwójnym niezrównoważonym generatorem szumów z tranzystorem

Ciekaw jestem skąd brały się takie, moim zdaniem błędne, opinie o układzie UL1321N (też się z nimi często spotykałem)? Układ był polskim odpowiednikiem japońskiego układu LA3101 (produkowanym bardzo dawno temu przez SANYO; nie udało mi się znaleźć ich noty aplikacyjnej) oraz NTE1221 (NTE Electronics Inc.). Typową wartością napięcia szumów, odniesionych do wejścia tego wzmacniacza, była wartość 1 μV. Nota katalogowa wydana przez CEMI dla tego układu była dość uboga i nieprecyzyjna. Podane w niej było np. pasmo przenoszenia, ale producent nie podał już informacji w jakich warunkach to pasmo zostało zbadane (brak informacji o wartościach elementów wchodzących w skład pętli sprzężenia zwrotnego i informacji o uzyskanym w ten sposób wzmocnieniu napięciowym; nie wiadomo też czy pasmo było podane dla spadku -3 dB?). Jest podane napięcie szumów (nie wiadomo czy wartość międzyszczytowa, czy RMS?), ale nie ma żadnej informacji o szerokości pasma, w jakiej to napięcie zostało zmierzone (bez niego ta informacja jest całkowicie bezużyteczna ).

Już nieco więcej informacji dostarczała nota aplikacyjna układu NTE1221:

NTE1221.pdf

(26.88 KiB) Pobrany 187 razy

Wynika z niej, że układ był stosowany między innymi w magnetofonach kasetowych (wartość wejściowego napięcia szumów 1 μV została podana dla wzmacniacza o charakterystyce "NAB 4.8cm/s"). Układy zawierają specjalne wyjścia dla kompensacji częstotliwościowej, by się w pewnych warunkach nie wzbudzały, ale są to wyprowadzenia tylko dla jednego kanału. Znalazłem w swojej pracowni kilka kostek UL1321, co pozwoliło mi sprawdzić czy produkowane przez CEMI układy faktycznie były aż takimi bublami. By zbadać przedwzmacniacz wykonałem prosty układ (schemat poniżej):

Układ umożliwia zmianę rezystancji wyjściowej źródła sygnału (przełączej przełącznikiem P1), co umożliwia wyznaczenie rezystancji wejściowej wzmacniaczy oraz poznanie wartości napięcia i prądu szumów na wejściach. Pomiary wykazały, że pasmo przenoszenia polskich wzmacniaczy jest znacznie szersze od deklarowanego w nocie katalogowej, a wprowadzane przez układy zniekształcenia nieliniowe są zdecydowanie niższe.

Układ z załącznika generował oscylacje o częstotliwości kilkuset kHz, gdy jego wejścia pozostawiło się niepodłączone, lub gdy rezystancja źródła sygnału była wyższa od kilku kiloomów. Oscylacje znikały gdy między wejścia układów i masę włączało się kondensatory o pojemności kilkudziesięciu pikofaradów lub gdy ograniczyło się nieco wzmocnienie, zwiększając wartości oporników Rf. Przeprowadziłem analizę zniekształceń dla napięcia wyjściowego 0,35...0,5 V (RMS) i dla rezystorów sprzężenia zwrotnego (Rf) o wartościach 100 Ω (wzmocnie ponad 48 dB), 320 Ω (40 dB), 756 Ω (ok. 33 dB) i 1 kΩ (ok. 31 dB). Poszczególne harmoniczne miały następujące wartości:

Sprawdziłem też napięcie szumów odniesionych do wejścia układu dla różnych rezystancji źródła sygnału i przy wzmocnieniu układu równym 40 dB (100x; napięcie zasilania 12 V):

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Czołem.

Poza tym przekonałem się, że większość dostępnych obecnie w handlu (np. na znanym portalu aukcyjnym; być może nie wszystkie są takie...) "oryginały" TBA820M, to wyjątkowe buble, których jedyną zaletą jest to, że w ogóle jakoś działają (nie wybuchają i coś tam z głośnika słychać)...

Może to jakie chińskie chipy pakowane do obudów z nazwą oryginalnej firmy?

Jest niemal pewne, że są to podróbki. Często nie mamy wyboru, gdyż układów tych nie produkują już żadne znane renomowane firmy, a rynek zawalony jest chińskimi "zamiennikami", posiadających oznakowania łudząco podobne do tego na oryginalnych układach znanych i cenionych producentów. I tak najczęściej kupujący te układy laik nie zmierzy zniekształceń, mocy wyjściowej, symetrii przebiegu wyjściowego, więc każdy podrobiony towar jakoś się sprzedaje, szczególnie, że jest tani...

Na razie nie sprawdziłem jak większa wartość rezystora w bootstrapie wpływa na zniekształcenia,

Można się spodziewać że nieco wzrosną, bowiem impedancja wyjściowa tranzystora w układzie WE (użytego w źródle prądowym zasilającym stopień wyjściowy) maleje wraz ze spadkiem UCE. Nie przypuszczam jednak aby ten wzrost zniekształceń miał zdyskwalifikować UL1482 w zastosowaniach do jakich został pomyślany.

Wzrosły, ale i bez tego wzmacniacze TBA820M, ze zniekształceniami nieliniowymi podchodzącymi pod 1% nie nadawały się do sterowania współczesnych słuchawek. No chyba że byłby to wzmacniacz i słuchawki zastosowane np. w przenośnym wykrywaczu metali...

Dla mnie sprawa jest oczywista: wzmacniacze słuchawkowe wysokiej klasy, nawet przeciwsobne ale zasilanie z sieci powinny pracować w klasie A.

To masz zdanie dokładnie przeciwne niż większość projektantów sprzętu profesjonalnego. W sprzęcie studyjnym i domowym dominują wzmacniacze pracujące w klasie AB. W innym wątku pokazałem parametry wzmacniacza słuchawkowego z układem TPA6120, który charakteryzuje się typowym odstępem sygnału od szumu na poziomie 120 dB (0,9 μV RMS/"A"/ szumów na wyjściu) i zniekształceniami nieliniowymi ok. -112 dB.

Wskazane byłoby zatem przebadać pod kątem zniekształceń nie tylko archaiczne UL149X (z rozdzielonymi źródłami prądowymi dla stopnia wstępnego i końcowego) ale i nowocześniejszą rodzinę UL1440, UL1480 i UL1481, gdzie z racji zastosowania niesymetrycznego stopnia wejściowego objęte bootstrapem zespolone źródło prądowe obsługuje wyłącznie stopień mocy. Przy czym szczególnie ten ostatni ma jeszcze dość niskie minimalne napięcie zasilania. Co prawda prąd spoczynkowy okaże się pewnie duży w każdym z tych przypadków, zwłaszcza pierwszym.

Czekam na wzmacniacz z układem UL1481, by to sprawdzić (kolega ma mi podrzucić w przyszłym tygodniu). Mam u siebie układy scalone, ale ich montaż na płytce testowej, z powodu konieczności zapewnienia odpowiedniego chłodzenia układu radiatorem, jest dość kłopotliwe.

Te wcześniejsze wzmacniacze cechowały się stosunkowo niskim wzmocnieniem przy otwartej pętli sprzężenia zwrotnego i dość płytkim działaniem sprzężenia po zamknięciu pętli.

Albo i praktycznie wcale nie miały USZ, a jednak dawały się słuchać.

W układach lampowych zawsze występują jakieś ujemne sprzężenia zwrotne, choćby lokalne. Ostatnio Kol. Einherjer w jednej z wypowiedzi napisał "(...) uznawane za stosunkowo liniowe triody mają w zasadzie "wbudowane" lokalne sprzężenie zwrotne" ( viewtopic.php?p=337915#p337915 ) i trudno się z tym stwierdzeniem nie zgodzić. Efekt Millera, wpływ rezystancji skrośnej w katodzie, niska rezystancja wewnętrzna lampy i wpływ napięcia anody na pracę siatki sterującej, to wszystko stanowi jednak pewnego rodzaju ujemne sprzężenia zwrotne, które występują w triodach (efekt Millera ogranicza pasmo wzmacniacza, redukując w pewnym stopniu zniekształcenia harmoniczne wyższego rzędu).

Współcześnie produkowane tranzystory NPN i PNP nadal dość znacznie różnią się przebiegiem charakterystyk. Przy połączeniu tych tranzystorów w układy Darlingtona różnice między nimi jeszcze się potęgują, co praktycznie uniemożliwia ich wzajemne dobieranie w podobne do siebie pary. Charakterystyki tranzystorów npn i pnp "rozjeżdżają" się kompletnie przy różnych prądach i jeszcze bardzo zmieniają przy rosnących temperaturach złącz. Ich dobranie staje się przez to niemożliwe, choć mimo to są stosowane we wzmacniaczach audio o całkiem niezłych parametrach. Nie obraź się, ale Twoje teorie nie mają w tym przypadku najmniejszego zastosowania...

.
Ależ proszę bardzo. Niech obrażają się producenci scalonych układów Darlingtona,, bo w moich konstrukcjach nie mają one najmniejszego zastosowania Oczywistą ich wadą (w porównaniu z komplementarnymi układami Sziklayego) są większe straty napięcia zasilającego stopień sterujący, nie mają one zaś zalety układów Darlingtona składanych z pojedynczych tranzystorów, w postaci możliwości spięcia baz tranzystorów końcowych przez mały rezystor, nie mający połączenia z szyną wyjściową, w przeciwieństwie do scalonych w obudowach układów Darlingtona rezystorów bocznikujących złącza B-E. Taki międzybazowy rezystor pozwala skutecznie przeładowywać pojemności wejściowe tranzystorów końcowych, a przy tym w najmniejszym nawet stopniu nie kradnie prądu wejściowego, który w całości dociera do baz tranzystorów końcowych. Aby osiągnąć taki rezultat ze scalonymi układami Darlingtona należałoby wyeliminować rezystory scalone, za to wyprowadzić czwartą końcówkę połączonych ze sobą bazy tranzystora końcowego i emitera poprzedzającego. Ale to wyjątek, widziałem zdaje się tylko jeden typ tak wykonanego scalonego układu Darlingotona, o komplementarnym do niego elemencie nie było co marzyć. Ponadto tym użycie układów Darlingtona z elementów dyskretnych pozwala rozdzielić również i kolektory tranzystorów, co daje możliwość zasilania podwyższonym napięciem wszystkich tranzystorów oprócz końcowych, gdy zależy nam na szczególnie wysokiej sprawności.

Wszystko ok. Z pewnymi Twoimi stwierdzeniami częściowo się zgadzam. Jednak nie wszystko jest takie oczywiste. Jak wytłumaczysz, że wielu konstruktorów używa tych "scalonych" tranzystorów Darlingtona, o mocno zmieniającym się wraz ze zmianami wartości prądu kolektora wzmocnieniu i uzyskują z nimi wyśmienite parametry wzmacniacza? Widziałem na japońskich stronach wzmacniacze z tranzystorami SAP15N i SAP15P, które według ich autorów wprowadzały zniekształcenia nieliniowe o poziomie 0,00015 do 0,0002% (-114 dB). Zniekształcenia intermodulacyjne też miały znikome...

Wzmocnienie prądowe tych tranzystorów w temperaturze 25°C przy zmianach prądu kolektora od 30 mA do kilku amperów zmienia się od 450 do 12000 (25-krotny przyrost). Za to mają wbudowane diody do kompensacji temperatury (w tym jedną typu LED).

Niestety Tomku, nie trafiłeś. Nie jest to wzmacniacz operacyjny, a jedna z najlepszych scalonych końcówek mocy typu LM3886 (opracowana przez firmę Texas Instruments),

Heh, oznaczenie dość aluzyjne. Mimo to LM386 musiał mieć konfigurację zupełnie inną, już choćby na nietypowo dołączone elementy do końcówek wejściowych. I marną symetrię napięcia na wyjściu, chyba żeby się okazało że użyte przeze mnie egzemplarze były bublami podobnymi do badanych przez Ciebie "oryginalnych" TBA820.

Przyznaję, że tamto pytanie było dość "podchwytliwe" Sądziłem jednak, że zorientujesz się co to za rodzaj układu, ze względu na niskie wartości rezystorów w obwodach emiterów tranzystorów wyjściowych (0,47 Ω, to trochę za niska wartość jak na wzmacniacz operacyjny do zastsowań audio... ).
Co do tych "felernych" LM386, to całkiem możliwe, że trafiłeś na niezbyt udane podróbki. To co pod tym oznaczeniem produkują różne firmy, może faktycznie zaskakiwać. Układy te w Chinach można kupić już za ok. 4 centy od sztuki (przy zakupie 100 sztuk; przy tej ilości przesyłka z Chin jest darmowa, czyli płacimy 4 dolary za 100 sztuk włącznie z przesyłką...). Zeby było śmieszniej, układy działają, choć czasem ich parametry różnią się mocno od tych z noty katalogowej. Czasem ich parametry są nawet znacznie lepsze, o czym napiszę nieco więcej w kolejnym poście.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Jakiś czas temu postanowiłem przebadać popularne układy LM386, które wśród użytkowników naszego Forum cieszą się bardzo złą opinią. Wiele osób twierdzi, że układy te potwornie szumią, wzbudzają się i często stwarzają duże problemy przy uruchamianiu urządzeń, w których występują. By to sprawdzić wybrałem losowo po kilka sztuk z różnymi oznaczeniami i teoretycznie pochodzące od różnych producentów, z większej ilości, które mam w swoich zbiorach. W sumie sprawdziłem parametry 21 sztuk układów ze zdjęcia poniżej:

Analizując schemat wewnętrzny układu doszedłem do wniosku (jak się później okazało błędnego), że jest to jeden z niewielu scalonych wzmacniaczy mocy, w którym można zmierzyć wartość niemal każdego znajdującego się w jego strukturze rezystora.

Wykonałem w tym celu układ testowy, pozwalający dość szybko i automatycznie mierzyć wartości rezystorów w LM386. Jednak okazało się, że budowa układów jest nieco inna niż ta prezentowana w notach katalogowych LM386 i zbliżona do schematu pokazanego przez firmę JRC w ich wersji wzmacniacza o oznaczeniu NJM386D (załącznik poniżej).

Pomiary ograniczyłem więc tylko do czterech rezystorów, oznaczonych przeze mnie na pierwszym schemacie symbolami R1, R2, R3 i R4. Mają one bezpośredni wpływ na parametry układu (wzmocnienie i rezystancję wejściową) więc powinny być w każdym układzie odpowiednio do siebie zbliżone. Zmierzone wartości przedstawia tabela poniżej (niestety różnią się dość znacznie, w zależności od partii układów i ich producenta).

Następnie zmierzyłem podstawowe parametry wzmacniaczy - wartość pobieranego prądu (bez wysterowania), oraz wartości napięć na wyjściu układu przy napięciu zasilania równym 9 V i przy wejściu układu połączonym z masą rezystorem 1 kΩ, a następnie z rezystorem 100 kΩ do masy. Chciałem w ten sposób sprawdzić czy w każdym układzie napięcie wyjściowe będzie zbliżone do połowy zasilającego i czy wystąpi opisany przez Tomka brak symetrii połówek sinusoidy w przebiegu wyjściowego po wysterowaniu układu. By to sprawdzić wykonałem układ ze schematu poniżej.

Tabela poniżej przedstawia wyniki pomiarów (opisane przez Tomka problemy wystąpiły tylko w układzie nr 4, który to układ okazał się wadliwy).

Po tych pomiarach zmierzyłem wzmocnienie każdego układu, zmieniając parametry sprzężenia zwrotnego przełącznikiem P2. Przy okazji sprawdziłem również pasmo przenoszenia przy danym wzmocnieniu dla spadku -3 dB. Wypadły następująco:

Pomyślałem też, że warto zmierzyć poziomy szumów na wyjściu , odniesionych do wejść LM-ów (czyli podzielonych przez wzmocnienie napięciowe każdego z układów) dla różnych wartości rezystancji łączących wejścia układów z masą, by sprawdzić czy te wzmacniacze to faktycznie takie "szumotwory", jak je niektórzy opisują... Napięcie RMS szumów zmierzyłem dla pasma szerokiego (wykraczającego poza akustyczne; do 780 kHz) oraz ograniczonego do zakresu 22 Hz...22 kHz, a także zmierzyłem je wykorzystując filtr psofometryczny (krzywa "A").

Jak się okazało szumy nie wyszły wcale takie duże.

Pozdrawiam
Romek