Obliczanie elementów prostego wzmacniacza

[Misiek13]

Symulację układu stabilizacje temperatury zaczniemy od jego wydzielenia z naszego wzmacniacza. Będzie to coś takiego:

Będziemy symulować nasz układ dla różnych prądów kolektora stopnia napięciowego. Nominalna jego wartość to 10mA. My przyjmiemy zakres 5-15mA. Temperaturę będziemy zmieniać w zakresie 20 do 100 stopni C. Na początek zależność prądu spoczynkowego od prądu kolektora stopnia napięciowego dla różnych temperatur. Zielony to 20 stopni, brązowy 100 stopni.

A teraz napięcie wyjściowe z naszego układu stabilizacji ub1:

Kolory takie same. Widać, że napięcie bazy maleje przy wzroście temperatury, jednak w stopniu niewystarczającym aby prąd spoczynkowy był stały.

[Misiek13]

Dalej utrudniamy przypadek.

Teraz temperatury złącz będą inne. Wcześniej obliczyliśmy, że moc tracona w tranzystorach mocy to będzie około 5,5W. Rezystancja termiczna złącze radiator to 4K/W. Temperatura złącza Q1 jest równa temperaturze radiatora czyli T1. Temperatura złącza U1 i U2 będzie wynosiła T1+5,5W*4K/W=T1+22. Na schemacie zdefiniowaliśmy indywidualne temperatury dla tranzystorów. Dla Q1 jest to wartość widoczna na schemacie. Dla U1 i U2 musiałem to zrobić w modelach:

Zrzut ekranu z 2024-10-05 10-51-38.png (5.51 KiB) Przejrzano 447 razy

Zrzut ekranu z 2024-10-05 10-52-00.png (5.64 KiB) Przejrzano 447 razy

Wyszło coś takiego:

Widać, że z powodu wzrostu temperatur złącz tranzystorów w U1 i U2 wzrósł prąd spoczynkowy. Skorygujemy zatem wartość R3 aby przy temperaturze radiatora około 50 stopni uzyskać prąd spoczynkowy 260mA Dla R3=10mA otrzymujemy satysfakcjonującą nas wartość.

Zrzut ekranu z 2024-10-05 11-01-35.png (9.22 KiB) Przejrzano 447 razy

Oto wynik. Zielone to temperatura radiatora 20 stopni, brązowe 100.

Teaz znowy pytanie. Czy tempertatory złącz obydwu tranzystorów w układzie Darlingtona będą takie same? Raczej nie. Q1 będzie miał temperaturę bliższą temperaturze obudowy a Q2 wyższą. W następnym przypadku przyjmiemy temperaturę tranzystora wejściowego o 15 stopni większą od temperatury radiatora a tranzystora wyjściowego 22 stopnie większą. Dla nowej wartości R3=606 omów otrzymujemy:

[Misiek13]

Teraz zastanówmy się jak poprawić stopień kompensacji temperaturowej naszego układu. Przychodzą mi 3 rozwiązania:
1. Szeregowo z R4 podłączyć termistor NTC. Termistor nie jest liniowy ale powinno nam się udać osiągnąć stabilizację prądu w interesującym nast przedziale temperatur.
2. Szeregowo z R3 podłączyć RTD, np. PT100. Uzyskamy dużo lepszą liniowość ale cena PT100 nawet najtańszego będzie wyższa niż łączna cena wszystkich tranzystorów w naszym układzie.
3. Zmieniając tranzystor Q1 na inny typ uzyskać zadowalającą kompensację.
Zacząłem od rozwiązania ostatniego. W układzie zastosowałem kolejno:
1. BDX53C, po korekcji wartości rezystorów układ był przekompensowany
2. BD237 - to samo
3. 2SC5151 - podobnie jak BD135
4. MJE340 - wynik obiecujący. Układ:

Wszystkie warunki jak w poprzednim przypadku czyli: temperatura złącza Q1 równa temperaturze radiatora, temperatury złącz tranzystorów końcowych w Darlingtonach o 22 stopnie wyższe, sterujących o 15 stopni wyższe.

Zielony to temperatura radiatora 20 stopni, błękitny 50, brązowy 100. Prąd spoczynkowy przy temperaturze radiatora to 260mA przy prądzie stopnia sterującego 10mA i temperaturze radiatora 50 stopni. Wykres ub1 dla różnych temperatur. Kolory takie same:

Powyższy eksperyment pokazuje, że istnieje możliwość uzyskania satysfakcjonującej kompensacji temperaturowej.

[Misiek13]

Wróćmy do tematu spadku napięcia na rezystorach emiterowych. Wcześniej napisałem, że jego optymalna wartość to Ut=26mV. Jednak to dotyczy temperatury złącza 298K. Ta wartość zależy liniowo od temperatury i przy temperaturze złącza jak w naszym przykładzie będzie większa. Przy temperaturze radiatora 323K (50 stopni C) temperatura złącza będzie wynosiła 345K zatem otrzymujemy nową wartość Ut=31mV szyli nasz rezystor będzie musiał wynosić R=Ut/I=120mΩ. Dla wyższych temperatur będzie to wartość jeszcze większa. W dalszych symulacjach przyjmiemy temperaturę radiatora 50 stopni i nową wartość rezystorów emiterowych 120mΩ. Zobaczmy teraz jeszcze co będzie się działo z prądem spoczynkowym gdy moc wydzielająca się zw tranzystorach końcowych zmieni się o -/+1W. Tym razem już przy stałym prądzie stopnia napięciowego. Układ:

Wynik:

Zielona linia to temperatura radiatora 50 stopni, szara 100 stopni. Zmiany mocy zostały dodane do modelu w postaci zmian temperatury złącza tranzystorów w układzie Darlingtona. Dla pierwszego stopnia zmiana temperatury to -/+2 stopnie, dla 2 stopnia -/+4.

[Misiek13]

Przejdźmy teraz do analizy liniowości stopnia wyjściowego. Oto układ:

V5 to źródło napięcia liniowo narastającego,
V6 to korekcja napięcia wejściowego aby przy Uwe=0 Uwy było bliskie 0.
Temperatury stałe, 50 stopni na radiatorze, prąd spoczynkowy 250mA.

Zielona linia jest dla rezystancji obciążenia 2Ω, niebieska 4Ω czerwona 8Ω. Na razie nie mam pojęcia skąd bierze się ten ząbek przy przejściu przez 0. Dokładam do wykresu zależności prądów R1 i R2:

Moim zdaniem problem ząbków leży nie w układzie lecz w formule. Mamy tutaj dzielenie przez 0.

[Einherjer]

Myślę, że słusznie przypuszczasz, że to jest niestabilność numeryczna wynikająca z dzielenia przez zero, mówiąc w uproszczeniu (tak naprawdę to źle uwarunkowanego układu równań w pobliżu zera) . Mógłbyś się pobawić ustawieniami, żeby ząbek stał się na tyle mały, że niewidoczny, ale to może spowolnić symulację. Teraz bardzo byłbym ciekaw porównania wyników symulacji z rzeczywistymi pomiarami.

[Misiek13]

Myślę, że słusznie przypuszczasz, że to jest niestabilność numeryczna wynikająca z dzielenia przez zero, mówiąc w uproszczeniu (tak naprawdę to źle uwarunkowanego układu równań w pobliżu zera) . Mógłbyś się pobawić ustawieniami, żeby ząbek stał się na tyle mały, że niewidoczny, ale to może spowolnić symulację. Teraz bardzo byłbym ciekaw porównania wyników symulacji z rzeczywistymi pomiarami.

Sprawdziłem. Błąd jest w dzieleniu V(wy)/V(we). Gdy U(we) osiąga 0 wynik jest nieokreślony. Zmniejszenie kroku wydłuża symulację a ząbek robi się jeszcze większy. Po dołożeniu składowej stałej na wejściu ząbek się przesuwa. Na razie traktujmy, że go nie ma. Może jak kiedyś wpadnę na pomysł jak ten problem ominąć to napiszę.

[Misiek13]

Przeanalizujmy teraz stopień wyjściowy układu bardziej standardowego. Rezystory emiterowe po 0,47Ω, prąd spoczynkowy 50mA. Układ:

Wynik:

Kolor zielony jest dla 2Ω, niebieski dla 4Ω, czerwony dla 8Ω. Widać wyraźny spadek wzmocnienia z ok 0.9 do 0.75 dla 2Ω. Zróbmy zbliżenie dla 8Ω:

oraz to samo dla poprzedniego układu:

Moim zdaniem poprzednio było lepiej.
Zamieńmy PWL na sinus 10V 1kHz i zobaczmy zniekształcenia. Na początek układ z małymi rezystorami emiterowymi:

Wyniki kolejno dla 2, 4 i 8Ω.
A teraz układ z rezystorami 0,47Ω i prądem spoczynkowym 50mA:

Widać różnicę, zwłaszcza dla małych rezystancji obciążenia.

[Misiek13]

Wróćmy do symulacji stabilności temperaturowej dla Rezystorów emiterowych po 0,47Ω i prądu spoczynkowego 50mA. Temperatura radiatora 50 stopni, moc wydzielana w tranzystorach mocy po 1W. Temperatura złącza tranzystora wyjściowego o 4 stopnie wyższa niż radiatora, temperatura złącza tranzystora wejściowego o 2 stopnie wyższa niż temperatura radiatora. Na początek układ z BD135:

Wynik:

Linia zielona dla 50 stopni, szara dla 100. Nie jestem zadowolony z wyniku.
Teraz wersja z MJE340:

Wynik:

Linia zielona to 50 stopni, szara 100. Dla mnie wynik ok.
Teraz wpływ zmiany mocy traconej w tranzystorach mocy na prąd spoczynkowy. Prąd I1=10mA. Moc zmienia się od 1 do 5W. Zielona linia to temperatura radiatora 50 stopni, szara 100.

Prąd spoczynkowy wzrasta do 100mA. To zjawisko jest lepsze niż jego spadek. Dla mnie wynik jest ok.

[Misiek13]

Na zakończenie dywagacji na temat stopnia końcowego jeszcze parę słów o jeszcze jednym źródle zniekształceń w tym stopniu. Dotychczas zbadaliśmy liniowość wtórnika przy sterowaniu napięciowym. Jednak nasz stopień jest sterowany z tranzystora pracującego w układzie ze wspólnym emiterem, który się cechuje spora rezystancją wyjściową. Zobaczmy jak będą wyglądały zniekształcenia przy sterowaniu ze źródła o rezystancji wyjściowej 10kΩ. Na początek układ z dużym prądem spoczynkowym. Oto układ:

Wyniki:

Układ z małym prądem spoczynkowym:

Wyniki:

Dla obydwu przypadków mamy kolejno wyniki dla rezystancji obciążenia 2, 4 i 8Ω. Tym razem wygrał układ z mniejszym prądem spoczynkowym.

[Misiek13]

Wracamy do symulacji całego układu. Wstawiamy nowe wartości elementów i wychodzi coś takiego.

Zobaczmy teraz jaki wpływ ma wartość kondensatora w układzie bootstrap na zniekształcenia dla niskich częstotliwości. Dla częstotliwości 20Hz i R7=470Ω C1 z wcześniej przedstawionego wzoru wynosi 17uF. Zastosowaliśmy wartość 220uF. Wynik symulacji:

Są to wyniki symulacji dla C1=17uF, 47uF i 220uF. Amplituda sygnału daleka od przesterowania (na wejściu 300mV). Przebieg w punkcie połączenia R1 i R2:

Na podstawie tych wyników widać, że w tym przypadku im więcej tym lepiej ale:

dla C1=470u i 1000u zniekształcenia już nie maleją.

[Misiek13]

Teraz zastanowimy się na temat zakłóceń wprowadzanych przez zasilanie naszego układu. W tym celu składamy układ z rozbitym zasilaniem. Jedno źródło będzie zasilało obwody wejściowe a drugie resztę układu. Układ poniżej.

Poniżej zależność tłumienia zakłóceń podanych do V1.

Teraz zależność tłumienia zakłóceń wprowadzonych przez V3.

Widać, że dominujące jest tutaj źródło zakłóceń z V3.
Wstawmy dodatkowy stopień filtracji. Schemat poniżej.

Tłumienie zakłóceń wprowadzanych przez V3.

Z wyniku jestem zadowolony. Teraz dominującym źródłem zakłóceń będzie V1. Musimy poprawić tłumienie zakłóceń wprowadzanych przez V1.
Układ z dodatkowym filtrem

Charakterystyka tłumienia. Wartość elementów jest tak dobrana aby maksimum tłumienia było na 100Hz.

łączymy układy i wychodzi coś takiego

Na końcu wynik naszej pracy. Kursory ustawione na 20 i 100Hz

Dobieranie elementów filtrów za pomocą symulatora jest najłatwiejsze i innej metody nie będziemy stosować.

[brencik]

Wrzuć wykresy, z tych tabelek nic nie widać

[Misiek13]

Wrzuć wykresy, z tych tabelek nic nie widać

Tabelka jest na tle wykresu. Nie wiem jakiego wykresu potrzebujesz.

[Misiek13]

Na pewien czas zostawmy projektowanie końcówki mocy i zacznijmy projektowanie innych ważnych elementów wzmacniacza. Teraz kolej na układ regulacji barwy dźwięku. Można zastosować regulator bierny - jednak nie jestem jego zwolennikiem i omówimy układ aktywny. Będzie to wersja układu stosowana w krajowych wzmacniaczach z lat 80. Na początku uproszczony układ:

Na schemacie V1 jest źródłem sygnału, E1 to wzmacniacz odwracający o wzmocnieniu 50, rezystory R2 i R3 to potencjometr 50kΩ o minimalnej wartości 1Ω do regulacji tonów niskich, rezystory R6 i R7 to taki sam potencjometr do regulacji tonów wysokich. W książce Wzmacniacze Elektroakustyczne Maciej Feszczuk przedstawił sposób obliczania takiego regulatora. My jednak nie musimy liczyć gdyż mamy darmowy program do symulacji układów elektronicznych. Założenia do naszego układu - zakres regulacji barwy dźwięku +/-10dB na krańcach pasma akustycznego. Zobaczmy charakterystykę częstotliwościową naszego układu:

Linia zielona to prawe skrajne położenie obydwu potencjometrów, szara środkowe oraz nie wiem jaki to kolor lewe skrajne.
Zakładając, że R1=R4, C1=C2 i R5=R8 możemy przez zmianę wartości elementów zmieniać zakres regulacji wg własnego gustu.